Iga raadiovastuvõtuseade sisaldab signaali muundureid HF-st IF-i ja IF-st LF-i (vahesagedusi võib olla mitu). PPP-s on ainult üks selline muundur, HF-st otse LF-i. Neid nimetatakse mikserid ja asuvad kohe pärast antenni ja DPF-i või edasi - pärast UHF-i, IF-i, "ühendades" seega vastuvõtja põhikomponendid GPA, OG-ga. Seetõttu sõltuvad kogu vastuvõtja parameetrid suuresti signaali muundamise efektiivsusest ja kvaliteedist. Segisteid on kahte peamist tüüpi - passiivsed ja aktiivsed. Esimeste ülekandekoefitsient on väiksem kui 1 ja teised annavad signaali võimenduse, mis on suurem kui ühtsus, kuid dünaamilise ulatuse säilitamiseks ei tehta võimendust suureks, tavaliselt mitte üle 10-kordse pinge.

Igal mikseril, eriti kõige esimesel, peab lisaks ülekandetegurile olema ka madal müratase (tundlikkuse suurendamiseks). Sama oluline näitaja on võime summutada võimsaid ribaväliseid signaale, mille tulemuseks võib olla põhisignaali otsene tuvastamine ja "ummistus".

Aktiivset tüüpi segisteid selles artiklis ei käsitleta, kuna See on eraldi iseseisev teema. Artikkel on pühendatud passiivsetele elementidele - pooljuhtdioodidele - valmistatud passiivsetele segistitele, kuna neid kasutatakse kõige laialdasemalt erinevates amatöörraadiokujundustes. Levinud on ka väljaefektiga passiivsed segistiahelad, sealhulgas suure võimsusega võtmerežiimides töötavad transistorid, samuti erinevat tüüpi elektrooniliste lülitite (multiplekserid/demultiplekserid) segistiahelad. See on aga ka eraldi artikli teema.

Esiteks on erinevat tüüpi tasakaalustatud mikserid sümmeetrilised ahelad, milles on segatud kaks signaali (RF-sisend ja heterodüün). Raadiovastuvõtja ahelates kasutatakse laialdaselt topelt tasakaalustatud miksereid. Need on tasakaalustatud mitte ainult kohalike ostsillaatori võnkumiste, vaid ka sisendsignaali suhtes. Seda tüüpi mikser summutab nii kohalikku ostsillaatorit kui ka sisendsignaale väljundis. Loomulikult toodab väljund ka madalamal tasemel konversiooni kõrvalsaadusi võrreldes tavaliste tasakaalustatud segistitega.

Amatöörraadiosagedusalade kõrgsagedussagedustel (kuni 30 MHz) on üsna heade muundusomadustega ka tavalised kõrgsageduslikud ränidioodid, näiteks tüübid KD503, KD509, KD514, KD521, KD522 ja germaaniumitüüp GD508.

Topeltbalanseeritud segistites on soovitatav kasutada Schottky dioode (näiteks tüüp KD922). Üsna levinud viga on pidada KD514 ränidioode Schottky dioodideks. Need ei ole Schottky dioodid, kuid mõne tunnuse järgi on nad neile üsna lähedased. Mõnikord esineb see viga vanas teatmekirjanduses, kuna... Tehnoloogia järgi nimetati METAL-SEMICONDUCTOR kontaktiga dioodi varem Schottky struktuuriga dioodiks (selle tehnoloogia autori järgi). Selle tootmistehnoloogia on tavalise pn-siirdega dioodi ja Schottky barjääriga dioodi ristand. Füüsika (mitte tehnoloogia!) järgi on räni Schottky dioodide päripinge märgatavalt madalam kui tavalistel ränidioodidel (mis tahes muu tehnoloogiaga). Lisaks on suur vastupidise ja pärisuunalise takistuse suhe ning ebaoluline mahtuvus nullnihke juures. Schottky dioodidel on väga lühike lülitusaeg, mis laiendab nende rakenduse sagedusvahemikku (kuni mitusada GHz).

Ränist, impulss-, epitaksiaal-tasapinnaliste, kiirete, lühikese taastumisvõimega dioodide KD514 (nii on õige neid nimetada!) kasutamine kiiretes lülitites, mille hulka kuuluvad ka ringdioodmikserid, suurendab tundlikkust, vähendades müraarvu ja , seega võib see suurendada IF-tee võimendust (ja lõpuks ka tundlikkust). Mõnikord on praktikas KD514 installimisel dioodide valimiseta märgatav, kuuldav efekt, mida ei saa öelda KD503 ja muud tüüpi dioodide kohta.

Kao suurus dioodmikseris on tavaliselt 6-10 dB. Seda pole palju, kuid enamik disainereid soovib vähem kahjumit. See viitab vajadusele kasutada vastuvõtja ahelas aktiivset mikserit. Kuid passiivse mikseriga vastuvõtja dünaamiline ulatus (DR) on sageli suurem kui aktiivse mikseriga vastuvõtja oma. Lisaks on DD vaja siis, kui raadiovastuvõtja on ette nähtud töötama võimsate naaberraadiojaamadega või amatöörraadiovõistluste tingimustes, kui üldises õhuprügilas on nõrgad jaamad võimsate naabrite kõrval. Tavatingimustes seda peaaegu kunagi ei juhtu. Seega ei tohiks vastuvõtja dünaamilise ulatuse suurus meid eriti puudutada.

Kui mikser on vastuvõtja esimene etapp ja seda juhtub üsna sageli, siis kõik vastuvõtja peamised omadused sõltuvad praktiliselt mikseri kvaliteedist. Mikseri enda müra tase on oluline. Mida väiksem see on, seda kõrgemaks muutub vastuvõtja saavutatav tundlikkus. Eeltoodust selgub, et dioodidest tuleks eelistada neid, mille p-n-siirde otsene sisetakistus on madalaim. Mida väiksem see on, seda vähem müra tekib dioodis samal voolul läbi dioodi. Arvestada tuleb sellega, et mikserile järgnev etapp peab samuti olema madala müratasemega. See on passiivse segisti eeliste mõistmiseks väga oluline.

Joonisel 1 on kujutatud dioodide abil valmistatud lihtsa tasakaalustatud mikseri ja rõngasmikseri (topeltbalansseeritud) ahelad.

Nendes segistites kasutatakse baluuntrafosid T1 ja T2, mis on keritud kolmest juhtmest koosneva rõngasferriitsüdamikuga.

Maksimaalse tundlikkuse saavutamiseks peate segisti seadistamisel valima kohaliku ostsillaatori pinge. Ebapiisav pinge vähendab ülekandetegurit ja suurendab sisendtakistust ning liigne pinge suurendab mikseri enda müra. Mõlemal juhul tundlikkus väheneb. Optimaalne pinge ulatub volti murdosast kuni 1-1,5 V (amplituudiväärtus) ja sõltub dioodi tüübist.

Back-to-back dioodidega (VPD) segistites antakse pinge üheaegselt läbi ühenduspooli - sisendahela signaali ja kohaliku ostsillaatori pinge (joonis 2).

Kohaliku ostsillaatori pinge on oluliselt suurem kui signaali pinge. Sellise segisti normaalseks tööks ränidioodidel peaks kohaliku ostsillaatori pinge olema 0,6-0,7 V (amplituudi väärtus). Üks dioodidest avaneb kohaliku ostsillaatori signaali positiivsete poollainete tippudes ja teine ​​- negatiivsete piikides. Selle tulemusena väheneb paralleelselt ühendatud dioodide takistus heterodüüni pingeperioodi jooksul kaks korda. Siit ka sellised selle mikseri eelised nagu alalisvoolu puudumine (segisti ei tuvasta ei signaali ega lokaalset ostsillaatori pinget). Ja kohaliku ostsillaatori sagedus valitakse pooleks signaali sagedusest, mis parandab sageduse stabiilsust ja vähendab oluliselt lokaalse ostsillaatori häireid mikseri sisendahelates, kuna selle signaali emissioon on 30-60 dB madalam (poole signaali sagedusest) kui tavalistel mikseritel.

VPD-segistis on kõige parem kasutada umbes 0,5 V lävipingega ränidioode – need tagavad veidi suurema mürakindluse kui germaaniumdioodid. Igal juhul on maksimaalse ülekandeteguri jaoks vaja valida optimaalne kohaliku ostsillaatori pinge. Üldiselt nõuavad igat tüüpi dioodmikserid GPA pinge hoolikat valikut, et saada parimad mikseri parameetrid.

Mikserite töö kohta lisateabe saamiseks soovitame tutvuda ka V. T. Poljakovi, G. Tyapitševi teostega, mille lingid on toodud artikli lõpus.

Ülaltoodut kokku võttes tuleb märkida, et ülaltoodud dioodisegistite ahelates on (lisaks diooditüübi õigele valikule) nõutav nii dioodide endi sümmeetria (identsed omadused) kui ka nende harud (rõngasahelates) , ja disaini sümmeetria. Seega võime segistiahelates dioodide normaalseks tööks rääkida vajadusest nende õigeks valimiseks ja trükkplaadile paigaldamiseks (dioodidele segistite paigaldamise konstruktsiooni käsitletakse artikli lõpus).

Dioode valimata on raske tagada silla vajalikku sümmeetriat, eriti nendes vooluringides, kus ei ole ette nähtud tasakaalustavaid elemente, nagu näiteks joonistel 1 ja 2. Heterodüünpinge nõutav sümmeetria saavutatakse asjaoluga, et et ühendusmähis (või lairibatrafod) on samaaegselt mähitud kahe teise keerutatud juhtmega ja asetatakse ferriitrõngale rangelt sümmeetriliselt. Selle lihtsa reegli eiramine toob kaasa asjaolu, et mõned kaasaegset tüüpi dioode paigaldavad raadioamatöörid ei vali neid mikseri konstruktsiooni esialgse silumise ajal, arvates, et ülejäänud kodus valmistatud elementide asümmeetria vähendab nende valikust saadavat kasu. null. Loomulikult võib asümmeetria põhjuseid seostada mitte ainult trafode endiga, seega pole soovitatav nende ümbertegemisega kiirustada.

Segisti dioodide valimisel võrdlusmaterjalide põhjal tuleb arvestada, et nende mahtuvused peaksid olema samad (ja võimalikult väikesed) sama pinge juures. Soovitatav on valida minimaalne lülitus- (taastamis-) aeg. V.T.Polyakov, RA3AAE viitab oma töödes, et eelistada tuleks väiksema mahtuvusega (mitte üle 1...3 pF) ja lühima pöördtakistuse taastumisajaga (mitte üle 10...30 ns) dioode. Need andmed leiate teatmeteostest. VHF-l töötades tõusevad nõuded veelgi.

Paljudel juhtudel võib optimaalseks valikuks olla valitud omadustega valmisdioodide mikrokoostude kasutamine. Näiteks sageli soovitatud KDS523A, B või koostu jaoks valitud dioodid (KDS523VR). Kuid paljudel juhtudel on vaja neid sõlmesid kontrollida vähemalt kõige lihtsamal viisil, kuna lubatud levik nendes võib ulatuda 10% -ni ja see võib segistite tööd negatiivselt mõjutada ning nõuab tasakaalustavate takistite lisamist ja/ või kondensaatorid segisti ahelasse, mis on üldiselt kasutu, kuna see suurendab segisti kadusid. Ja see on alati ebasoovitav.

Hiljuti laialt levinud otsesel takistusel põhinevate dioodide valik ei tundu nii asjakohane, kuna ebatäiuslik trafo (nagu eespool mainitud) põhjustab ikkagi silla harudes tasakaalustamatuse. Muidugi, kui olete kindel mähiste täielikus sümmeetrias ja nende kogu (keeruliste) takistuste võrdsuses, saate tavapärase digitaalse multimeetri abil ("testimisrežiimis") tagasi lükata dioodid, mille otsetakistused on suured. On teine ​​põhjus, veelgi olulisem. Asi on selles, et otsetakistuste võrdsus tähendab ainult seda, et kohaliku ostsillaatori sama amplituudiga läbib dioodi sama vool. Kuid see on oluline GPA kõrgete pingete puhul, kuid sisendsignaalide puhul, mille amplituud on palju väiksem ja asub mikrovoldi tasemel, on kõige olulisem dioodide samad I-V omadused täpselt madala pinge piirkonnas, st. voolu-pinge karakteristiku alguses, mitte kõrgepinge piirkonnas.

Kahjuks on kodumaistel dioodidel, isegi samast partiist, rääkimata ainult samast tüübist, väga suur parameetrite levik, nii et lihtne valik takistuse (pärispinge) järgi voolu-pinge karakteristiku ühes punktis on ebaefektiivne. Seletus, miks selline valik ei ole tõhus, on toodud alloleval joonisel. Tegelikult võib dioodide I-V karakteristikute levik olla üsna suur, kuid juhuslikult on mõõtmispunktis dioodide sisetakistus üsna suure täpsusega sama. Tegelikult on see võimalik üsna sageli. Kuid see on ainult dioodide voolu-pinge karakteristikute identiteedi välimus. 2 punktiga valik on täpsem. Kuid selline valik on ka ainult staatiliste, mitte dünaamiliste omaduste kokkulangevuse kontroll.

Seetõttu on sageli soovitatav kasutada imporditud - sama 1N4148 (analoogne KD522-ga). Need on oluliselt väiksema levikuga, mis tagab segisti hea töö ka ilma valikuta. Kuigi digitaalse multimeetriga (testimisrežiimis) on voolu-pinge karakteristiku valimine ühes punktis väga lihtne. Tuleb märkida, et selles valikus (ja ka teistes!) tuleb dioodid ühendada alligaatorklambrite vms abil, kuid mitte mingil juhul jootmise teel. Isegi peale klambritega ühendamist tuleb veidi oodata - dioodide käsitsi kuumutamine muudab mõõtmistulemusi (rääkimata jootmisest). Ja nad peavad toatemperatuurile jõudma ...

Dioodid saate valida "alalispinge" alusel, monteerides kokku kõige lihtsama vooluringi: stabiilsest allikast, mille pinge on vähemalt 10 V, suunatakse dioodi läbiv pärivool läbi takisti (näiteks 1 mA). Ja nad mõõdavad pingelangust mis tahes kõrge sisendtakistusega voltmeetriga (toru, tüüp VK7-9 või mis tahes digitaalne, mis on parem). Valige dioodid, millel on lähimad mõõdetud pinge väärtused. Saate kontrollida kahte punkti, näiteks seadistades voolud 1 mA ja 0,1 mA.

Ringbalansseeritud mikseri dioodide valimiseks soovitatakse kasutada levinud tehnikat ja seda kirjeldatakse B. Stepanov, RU3AX. Seda kasutatakse dioodide voolu-pinge karakteristikute võrdlemiseks edasisuunas. Kuna pooljuhtdiood on mittelineaarne element, siis selle otsetakistuse otsene mõõtmine oommeetriga ei võimalda sellist võrdlust. Seda tuleb teha mitmes (vähemalt kahes) dioodi voolu-pinge karakteristiku punktis, mõõtes dioodi pingelangust fikseeritud pärivoolu väärtustel. Lihtsaima seadme skeem, mis võimaldab teil dioode valida, on näidatud joonisel.

Dioodide valimisel ei ole stabiliseeritud voolu täpsed väärtused olulised - kõiki dioode võrreldakse samade vooluväärtustega. On vaja ainult, et need väärtused erineksid umbes kümme korda... Antud on selle seadme kokkupaneku ja töö üksikasjad .

Segisti tüübid

Dioodsagedusmuundureid kasutatakse peaaegu kõigis mikrolaine vastuvõtvates seadmetes tänu nende madalale müratasemele ja võimele töötada väga kõrgetel sagedustel.

1) Tasakaalustamata segisti. Neid praktiliselt ei kasutata, kuna need ei taga portide vahel vastuvõetavat isolatsiooni ja kasuliku signaali võimsus sõltub nii sisend- kui ka tugisignaalide tasemest.

3) Topelttasakaaluga mikser. Sageli kutsutakse rõngaks. Joonisel fig. Joonisel 3.3 on kujutatud topelt tasakaalustatud segisti koos trafode ja dioodirõngaga (4 dioodi saab ühendada rõnga või tähena).

Riis. 3.3

Selle vooluahela IF-väljund kompenseerib paarisjärjestuse kombineeritud tooteid. Töösagedusvahemikku piirab trafode sümmeetria ja nende sageduste kattumistegur. Kõik mikseri väljundid on üksteisest praktiliselt isoleeritud. Integraallülituse sees dioodirõngaste valmistamisel on võimalik saavutada väga hea sobivus ja sümmeetria, kuna dioodid on valmistatud samast materjalist, samal substraadil ja samade parameetritega. Sellised struktuurid on tasakaalustatud nii heterodüün- kui ka RF-sisendite jaoks.

Kahe tasakaalustatud dioodimikserite eelised

Selliste segistite eelised on järgmised:

1) suurenenud lineaarsus, seadme suurem dünaamiline ulatus;

2) RF ja lokaalse ostsillaatori signaalid summutatakse väljundis;

3) mikseri väljundis summutatakse lokaalse ostsillaatori ja paarisjärjestuse RF signaalide kombineeritud produktid;

4) segisti portide hea vastastikune isolatsioon.

Kahe tasakaalustatud dioodisegistite puudused

Lisaks eelistele, mis meid segisti tüübi valimisel juhivad, peame arvestama ka puudustega, kuna teades, millega tegeleda, saame vooluringi töös probleeme hõlpsamini kõrvaldada.

Tuvastatakse järgmised peamised puudused:

1) kahe tasakaalustava RF-trafo kasutamine, mis on tehnoloogiliselt keerukad elemendid, ja seetõttu on selliste segististruktuuride rakendamine integreeritud struktuurides keeruline;

2) tegelik töösageduste ulatus on piiratud RF-trafode saavutatud tehnoloogilise sümmeetriaga;

3) on vaja kasutada ühesuguste omadustega pooljuhtkomponente.

Segisti valimine kasutamiseks kohaliku ostsillaatori lisasignaali genereerimise plokis

Tänapäeval pakub raadiokomponentide turg laias valikus miksereid. Oma töös kasutame välisfirma MiniCircuits kataloogi.

Vaja on mikserit, mis on ette nähtud sisendvõimsusele 10 mW, sisendsagedusele 350–400 MHz, kanalit kohalikust häälestatavast lokaalsest ostsillaatorist, mis on ette nähtud sagedustele 2600–2650 MHz ja mille mikser on ette nähtud tootma 3000 GHz signaal väljundis. See tähendab, et see peab olema üles sageduse muundamisega mikser.

Sagedusmikseri valik tehti pinnale paigaldatavate mudelite hulgast, mis teostavad sageduse ülespoole teisendamist. Valisin mudeli SIM-U432H+ parameetritega, millest on täpsemalt juttu lisas 1.

Selle mikseri omadused on madal kadudegur (umbes 6 dB sagedusel 3 GHz), kõrge IP3 tase 26 dBm, hea pordiisolatsioon, asjaolu, et mikser on valmistatud keraamikast, ja selle väiksus. Oluline parameeter on segisti maksumus - umbes 350 rubla.

Laiema ribalaiuse pakuvad ühendatud liinidel BUT-id. Sentimeetrivahemiku detsimeetri ja pika lainepikkusega osades kasutatakse tandem- ja Lange sidureid. Sellise BUT-ga BS (joonis 17.10, d) tagavad isolatsiooni üle 15 dB, mille SWR ei ole halvem kui 1,5 mitme oktaavi sagedusalas. GIS BS-i kõrge isolatsioonitaseme laias sagedusalas tagavad hübriidühendused, mis põhinevad erinevat tüüpi ülekandeliinidel. Detsimeetrivahemikus kasutatakse BS-i suuruse vähendamiseks mikrominiatuurseid passiivseid elemente, mille parameetrid on koondatud. Tasakaalustatud mikserid, erinevalt tasakaalustamata segistitest, töötavad tavaliselt nulldioodi nihkega.

Mikserite praktiliseks kasutamiseks on sageli vajalik suurem signaali- ja heterodüünisisendite isolatsioon. Kvadratuursillaga BS-is on isolatsioon üsna väike ega ületa 10 dB. See ei tulene mitte ainult ahela tasakaalustamatusest, vaid ka sellest, et kui dioodid ei ole lainejuhiga täielikult sobitatud, suunatakse nendelt peegelduvad lokaalse ostsillaatori võnked signaali sisendisse. Selle puuduse vältimiseks ühendatakse kvadratuursilla sisenditega segamisdioodid nihkega Λ/4. Joonis 17.10c näitab sellise BS-i topoloogilist diagrammi.

Joonis 17.10, d näitab Lange silla BS-ahelat koos peegelkanali täiendava summutamisega, kasutades selektiivseid ahelaid, mis rakendavad tühikäigurežiimi, joonisel 17.10, f - ahel koos AF-i lühise rakendamisega. Selliste segistite mürataset saab vähendada 3,5–2,5 dB-ni. Selektiivahelasegistite kasutamine on piiratud nende kitsa ribalaiuse tõttu.

Eelnevat kokku võttes saame esile tuua järgmised BS eelised NBS ees: 1) lokaalse ostsillaatori müra faasisummutuse tõttu väheneb müranäitaja ksh 2 - 5 dB võrra; 2) dioodile antakse kogu kohaliku ostsillaatori signaali võimsus, seega saab kasutada väiksema võimsusega lokaalset ostsillaatorit; 3) tasakaalustatud ahelas lokaalse ostsillaatori ühtlaste harmooniliste summutamise tõttu on valesignaalide tase oluliselt madalam, mille tulemusena suureneb mürakindlus ja dünaamiline ulatus; 4) mikseri elektriline tugevus suureneb, kuna toide antakse 2 dioodile; 5) ühe dioodi rikke korral jääb ahel tööle, kuid väljundsignaali tase langeb ~3 dB ja ksh tõuseb ~5–6 dB; 6) vastuvõetud signaali kaod energia lekke tõttu lokaalsesse ostsillaatori ahelasse on sillaahelate suure isolatsiooni tõttu ebaolulised.

17.6. Topelt tasakaalustatud mikserid

Topeltbalansseeritud mikserid (DBS) võimaldavad tagada peegelkanali sagedusel ωZK faasi summutamise ja AF-i võnkumiste energia taastamise IF-s ilma sisendfiltrit kasutamata, mis vähendab kadusid ja tagab laiema töösagedusriba.

17.7. Rõngas tasakaalustatud mikserid

Parimad elektrilised parameetrid on antud rõngaspatareides

lanssmikserid(KBS), tänu neljast dioodist koosneva dioodsilla (DM) ja lairiba diferentsiaaltrafode kasutamisele. CBS

a – dioodsild; b – tähistus skeemidel; c – CS elektriskeem;

G – CS koos sobivate trafodega; d – CS ekvivalentahel

Koos Sobivad trafod; e – BCSi elektriskeem

rohkem lairiba kui DBS, kuna dioodipaaride vahel pole ühendusliine. Signaali võnkumised u C (t) ja lokaalne ostsillaator u G (t) viiakse

tasakaalustatud dioodsilla ristdiagonaalid, mis on ühele kristallile peaaegu identsete parameetritega tehtud neljast dioodist koosneva rõnga kujulised (joonis 17.12a), seega ulatub signaali ja lokaalsete ostsillaatorite ahelate eraldatus 25–30 dB-ni. Tänu ahela sümmeetriale kompenseeritakse lokaalse ostsillaatori ja signaali ühtlased harmoonilised, mille tulemuseks on soovimatute Ramani konversiooniproduktide täiendav mahasurumine ja mikseri dünaamilise ulatuse suurendamine. Joonis 17.12, b näitab DM sümbolit elektriahelatel.

Joonis 17.12c näitab BSC elektriahelat. Vastuvõetud signaal suunatakse ühele DM diagonaalidest sobiva baluni trafo TV 1 kaudu, kohaliku ostsillaatori pinge antakse teisele diagonaalile.

res TV 2. IF-väljund, mis on koormatud takistusega R0, suunatakse mikrolaineahju kondensaatori C1 abil ja ühendatakse keskpunktidega 1 ja 2, kasutades identseid drosselid L1–L4, mille takistus on kõrgetel sagedustel kõrge ja IF-s madal. Lahtisiduvad kondensaatorid C 2 peavad läbima mikrolainesignaale ja vältima IF-voolude lühist läbi trafode asümmeetria korral ahelas. TV 2 sekundaarmähisest tulenev lokaalne ostsillaatori pinge avab dioodid VD 1 ja VD 2 positiivsetes pooltsüklites ning VD 3 ja VD 4 negatiivsetes poolperioodides, ühendades vaheldumisi signaalitrafo TV sekundaarmähise 4 või 3 kontakti. 1 korpusele 2 läbi avatud dioodipaaride ja drosselite

L 1 ja L 2.

Signaali ja lokaalse ostsillaatori võnkesageduste erinevus on võrdne IF ja ω IF<< ω С ≈ ω Г , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

pinged u C ja u G muutuvad aeglaselt võrreldes nende võnkeperioodiga. Kui pinged u C ja u G on faasis, siis positiivses pooltsüklis u G pinge u C /2 mõjul L 4-ga inverteri ahelates voolab vool punktist 1 läbi koormuse R 0, punkt. 2, drosselid L 1 ja L 2 ning avavad dioodid VD 1 ja VD 2 punkti 4 ning negatiivses pooltsüklis - punktist 1 samas suunas läbi R 0, punkti 2 kuni drosseliteni L 1, L 2 ja seejärel avatud dioodide VD 3, VD 4 kaudu punkti 3. Sellise pulseeriva voolu madalsageduslik komponent on IF-vool, madalsageduslikud komponendid on šunteeritud kondensaatori C1 abil. IF-vool on maksimaalne, kui u C ja u G on faasis, siis nendevahelise faaside vahe suurenedes see väheneb, ortogonaalsete u C ja u G korral on IF vool null, kuna nüüd läbib vool R 0 ja C 1 muudavad suunda perioodi signaali iga veerandi järel. Järgmisena muudab inverteri vool märki ja saavutab maksimumi siis, kui

vophase u C ja u G jne.

BSC tõhus kasutamine mikrolainetehnoloogias on võimalik ainult diferentsiaaltrafode ja -dioodide suure sümmeetriaga. Detsimeetri ja madalama sagedusega segistite integraallülituste projekteerimisel kasutatakse nn pikaliinitrafosid (LLT), mis kasutavad ühte või mitut keerdjuhtmete või koaksiaalkaablite sektsioonide kujul valmistatud ülekandeliini. Sellistel trafodel on lai tööriba kõrgsagedusvahemikus võrreldes tavatüüpi mitme pöördega trafodega.

Sageduskarakteristiku ebaühtluse vähendamiseks kõrgsageduspiirkonnas valitakse liini pikkus suhtest l = Λv /8, de Λv on lainepikkus ülekandeliinis ülemisel sagedusel antud vahemikus. TDL-i alumist piirsagedust, mille määrab trafo primaarmähise induktiivsus, saab oluliselt vähendada, kasutades madalatel sagedustel kõrge magnetilise läbilaskvusega südamikku. TDL-i rakendamise raskused keerdjuhiga ülekandeliinidega ferriitsüdamikutel suurenevad töösageduste suurenemisega, mis on tingitud südamike aktiivsete kadude suurenemisest ja ülekandeliinide ebakorrapärasuse suurenemisest. Seetõttu projekteerimisel

(Austraalia ajakirjast "AmateurRadio" aprill 1988)
Lloyd Butler, VK5BR

Sissejuhatus

Selleks, et mõista, et mikser on keerukas seade, tuleb vaid vaadata spektrianalüsaatorit kasutava segisti väljundit. Järgnevalt käsitletakse mõningaid segamispõhimõtteid ja segamisseadmeid.

Kaasaegsetes seadmetes võib leida palju segamisetappe. Neid tuntakse kui seadmeid, mis kahe sagedusega signaalidega toidetuna toodavad lisasignaale, mis on sageduselt võrdsed mikserile antud signaalide summa ja erinevusega. Üks äsja moodustatud komponentidest isoleeritakse häälestatud ribapääsfiltriga (resonantsahel) ja suunatakse edasiseks töötlemiseks. Ei maksa unustada, et ka ülejäänud komponendid, nii sisend kui ka vastuvõetud, on ühel või teisel määral mikseri väljundsignaalis olemas, need pole kuhugi kadunud, vaid on valiku käigus lihtsalt amplituudilt vähendatud. (Tuleb märkida, et mittelineaarsesse seadmesse, näiteks mikserisse, sisestatud sisendsignaalid moodustavad oma harmoonilised, mis samuti interakteeruvad nii üksteisega kui ka mikserisse antud algsignaalidega; saadud summa- ja erinevussignaalid interakteeruvad üksteist ja algsete signaalidega nende harmoonilisi ja sekundaarsete signaalide interaktsiooni tulemusena saadud kombinatsioonsignaale: iga signaal interakteerub igaühega, andes üha uusi sagedusi, nii et mittelineaarse mikseri väljundis on on terve spekter erineva amplituudiga sagedusi, ülesanne Disain koosneb sisendsignaalide mahasurumisest (sisendis tasakaalustatud segamine), topeltbalanseeritud ahelad koos resonantselementidega väljundis aitavad kaasa erineva astme summutamisele ja mikseri soovimatutele väljundsignaalidele - UA9LAQ).

Kõikvõimalikud tekkinud probleemid võivad sisalduda segamisprotsessis endas ja kui projekteerite oma seadmeid, ei tee segamisprotsessi põhjalik uurimine teile haiget. Allpool on katse uurida segamise põhiprintsiipe.

Segamise põhimõtted

Kui lineaarsele seadmele (näiteks ideaalsele võimendile) rakendatakse kahte erineva sagedusega signaali, ilmuvad need selle väljundisse, nagu poleks midagi juhtunud - oma sagedustel. Kahe signaali segamiseks vajame seadet, millel on "kõver" või mittelineaarne reaktsioon, näiteks see, mis on näidatud joonisel fig. 1. Diagramm näitab madala taseme signaali f1, mille tööpunkt on seatud kahes asendis: A ja B. Pange tähele, et väljundtase fi on punktis B palju suurem kui punktis A seatud korral. Nüüd vaadake joonist fig. 2. Sellel diagrammil oleme nihutanud tööpunkti, seades selle A ja B vahel, teise kõrgetasemelise signaali fo vahel, moduleerides fi signaali amplituudi. Sõna "moduleerimine" ei kasutata siin selguse mõttes väga ranges tähenduses, oletame, et signaal fi on kandja ja signaal fo moduleerub helisagedusega, saame nn amplituudmodulatsiooni. Oleme selgelt näidanud, et külgribasid moodustava modulatsiooni osas on amplituudmodulatsioon sama protsess kui segamine, summa ja erinevus.

Fi- ja fo-signaalitasemete osas tuleks teha järgmist tähelepanekut. Fo signaalil on kõrgem tase, seetõttu on see vastuvõtlikum fo sagedusharmoonikute tekkele, mis tekivad mikseri karakteristiku mittelineaarsuse tõttu. Fi-signaali hoitakse üsna madalal ja see võtab enda alla väikese osa karakteristikust, mida võib esmajoones käsitleda sirgjoonena, mis näitab, et fi-signaali harmooniline tase on väike. See on tavaline viis vastuvõtja mikseri kasutamiseks, kus fi on sisendsignaal ja fo on kohaliku ostsillaatori signaal. Sisendsignaali suurust hoitakse madalal, et minimeerida harmooniliste teket ja intermodulatsiooniprodukte teiste signaaliallikatega ja harmoonilisi fi, mis on põhjustatud mikseri kõverusest. Seda arutatakse järgmistes lõikudes.

Animatsioon (korrutamine)

Pöördume tagasi arutluse juurde joonisel fig. 2, segamisprotsess on korrutamise matemaatiliselt erijuhtum. Efektiivne signaali amplituud fi korrutatakse efektiivse signaali amplituudiga fo, mistõttu saadud komponente nimetatakse korrutisteks. Kõik tundub muidugi segane, kuna teame, et mikseri väljundis saadavad sagedused on võrdsed mikserile antud signaalide sageduste summa ja erinevusega. Kuid peate mõistma, et korrutatakse ainult efektiivsed amplituudid, mitte sagedused, ja nähtust ennast saab seletada ühe tuntud trigonomeetrilise identiteediga:

sin(A) sin (B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

Efektiivset amplituudi f1 ja fo saame väljendada järgmiselt:

Ai.sin(2π.fi.t) ja Ao.sin(2π.fo.t),

kus Ai ja Ao on nende vastavad amplituudid ja t = aeg.

Korrutades need identiteedi (1) asendusega, saame järgmise:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo(coscos)

On näha, et summa- ja vahesageduste asendamiseks moodustatakse kaks uut koosinusfunktsiooni (fo + fi) ja (fo - fi). Loomulikult on koosinuslaine sama siinuslaine, kuid faasis nihutatud 90 kraadi võrra.

Segatud tooted

Mikseri väljundis on palju rohkem komponente kui ainult summa ja erinevus sisendist. Selle illustreerimiseks spektrianalüsaatoril koostame germaaniumdioodile lihtsa segamisahela (joonis 3.) Dioodile rakendatakse paralleelselt signaal fo pingega 1 Vpp, millest piisab selle tööpunkti nihutamiseks. dioodi voolu-pinge tunnuskõver ja fi signaali tase on alla 0,1 Vrr. Sageduste valikul 150 ja 200 kHz vastavalt fi ja fo jaoks pole muud tähtsust kui demonstratsiooni eesmärgil.

Riis. 3. Lihtne dioodmikser

Riis. 4. Lihtsa dioodmikseri sagedusspekter
(Dioodi pinged: fo = 1 Vpp, fi = 0,1 Vpp)
Y-telg - 10 dB jaotuse kohta.

Riis. 4 on kolmes osas kujutatud mikseri väljundit, kui sellele rakendatakse sagedustega või fo või fi signaale ja kui neid signaale rakendatakse samaaegselt segamiseks. Pange tähele fo-signaali harmooniliste kõrget taset võrreldes fi-signaaliga. 2fo harmooniline on vaid 20 dB madalam kui fo, samas kui harmooniline 2f1 on 45 dB madalam kui f1 ja kõrgemad harmoonilised on veelgi vähem märgatavad. Pange tähele ka seda, et mikseri väljundis ei moodustu segamisel mitte ainult fi ja fo summa ja vahe sagedused, vaid ka summa ja vahe korrutised fo-st. (kui rangem olla, siis sagedusest fi moodustub sama asi, kuid nende toodete tase on palju madalam ja viitab sageli mürale - UA9LAQ).

Kui kombineeritud produktid on ebasoovitavad, siis nende ohtlikkus ja summutusaste oleneb sellest, kui lähedal need nõutavale (summa- või vahe)sagedusele on, see määrab ka segistile järgneva filtri ribalaiuse, mille abil signaal edastatakse. pärast segamist vajaliku sagedusega isoleeritakse. Oletame, et kasutame väljundi kogukomponenti (fo + fi), siis on sellele lähimate kõrgemate järkude kombinatsioonisagedused: (fo - fi) ja 3 (fo - fi). Arvestades, et nende tase on madal, ei kujuta nad endast suurt probleemi. Tähelepanu tuleks pöörata signaali kõrgele tasemele sagedusega fo, lihtsamalt öeldes: kohaliku ostsillaatori signaal, mis on 36 dB kõrgem kui kombinatsioonkomponent (fo + fi) - kogu IF-signaal ja 2fo külgneb ( fo + fi) ja mille tase on sellest 16 dB kõrgem.

Joonisel fig. Joonis 5 näitab, mis juhtub, kui tõstame signaali taseme fi tasemele fo. Saadud summaarsete ja vahekomponentide tasemed tõusevad, aga ka teiste toodete tasemed, pluss (nüüd juba märgatava tasemega) ilmuvad sageduse fi harmooniliste summaar- ja erinevuskorrutised.

Riis. 5. Lihtne dioodmikser
(Dioodi pinged: fo = 1 Vrr, fl = 1 Vrr)
Y-telg - 10 dB jaotuse kohta.

Foandfi jaoks valitud spetsiifiliste sageduste 200 ja 150 kHz tõttu langevad mõned harmoonilised ja Ramani signaalid sageduselt kokku (suurendades nende komponentide amplituudi superpositsiooniga - UA9LAQ), nagu on näha jooniselt 1. 5. (Näiteks 2fo ja (4fi - fo) langevad kokku sagedusel 400 kHz). Seda illustreerib joonis fig. 6, kus f1 on nihutatud alla 115 kHz, paljastades palju rohkem komponente, sealhulgas (4f1 - fo), mis on nüüd 260 kHz.

Riis. 6. Lihtne dioodmikser.
(Dioodi pinged: fo = 1 Vpp, fi = 1 Vpp)
fi muudeti 115 kHz peale
Y-telg – 10 dB jaotuse kohta.

Kui võtta probleemiks signaali fo olemasolu mikseri väljundis, mille tase on 35 dB üle nõutava kombineeritud komponendi, näiteks kogusumma: (fo + fi), siis saame kasutada tasakaalustatud mikserit ja tasandada seda sisendkomponenti. Selle demonstreerimiseks paigaldati katsestendile tööstusliku topeltbalanssiga segisti tüüp CM1 plokk (joonis 1), millele viidi signaalid samade sagedustega 200 kHz (fo) ja 150 kHz (f1). Saadud spekter on näidatud joonisel fig. 8. On näha, et nüüd on mõlema signaali f1 ja fo tase 35 dB võrra madalam kombinatsiooni kogukomponendi (fo + fi) tasemest. Tasakaalustatud segisteid käsitletakse allpool.

Riis. 7. Topelt tasakaalustatud rõngassegisti tüüp CM1.

Riis. 8. Topeltbalanseeritud mikseri sagedusspekter.

Segamise tüübid

Mikserid võib liigitada pidevas mittelineaarses režiimis töötavateks (joonis 2) ja võtmeks.

Tüüpiline esimest tüüpi segisti on kahe väravaga väljatransistori ahel, mis on näidatud joonisel fig. 9. PT-l on ruutomadus, mida saab edukalt kasutada segamisel. Tänu oma suurele sisendtakistusele vajavad FET-id vähe sisendvõimsust; eraldi väravad tagavad hea isolatsiooni kahe segatava signaali vahel.

Riis. 9. Segisti, mis põhineb kaheväravalisel väljatransistoril isoleeritud väravatega pidevas mittelineaarses režiimis.

Enamik bipolaarseid transistor- ja torusegisteid töötavad pidevas mittelineaarses režiimis. Võrreldes MosFET-i ruutseadusega, on bipolaarsel transistoril ja pooljuhtdioodil eksponentsiaalne karakteristik ja vaakumtoru võimsusseadus 3/2. – UA9LAQ).

PT ruutkarakteristikud on vastuvõetavamad, kuna sellega on harmooniliste genereerimine teoreetiliselt piiratud teist järku. Seda saab kindlaks teha mõne muu tuntud trigonomeetrilise identiteediga:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A ja

Sin 2 A = (1/2) (1 + cos (2A))

Seega, kui me paneme sisendkomponendi f ruutu, mis on väljendatud kui Af.sin(2π.f.t), saame:

2 = (1/2)Af 2

Saame sageduseks 2f (teine ​​harmooniline), teisi pole. See tähendab ka seda, et meie ruutmikseris on kõrgema järgu tooted piiratud kolmanda järguga: (2fo + fi) ja (2fi + fo).

Sellega bipolaarse transistori või dioodi eksponentsiaalse karakteristiku võrdlemiseks saame laiendada eksponentsiaalset funktsiooni Taylori seeria abil:

e x = 1 + x + x 2 /2! + x 3/3! + x 4/4! jne.

Asendage x = sin (2π.f.t) ja saame järgmise:

sin(2π.f.t), sin 2 (2π.f.t), sin 3 (2π.f.t), sin 4 (2π.f.t), ja tegelikult on kõik astmed võrdsed sin(2π.f.t).

Nägime, et sinusoidne signaal ruudus annab teise harmoonilise, nüüd uurime kuubikujuliseks tõstetud siinussignaali komponenti (kuupkarakteristikul on eksponentsiaalne vorm - UA9LAQ). Selleks kasutame kolmandat trigonomeetrilist identiteeti:

sin(3A) = 3sinA - 4sin 2 .3A

Vormi muutmine annab:

sin 3 A = (3/4) sinA - (1/4) sin (3 A)

Asendades 2π.f.t = A, saame patu, mis tuleneb eksponentsiaalfunktsiooni siinuslaine kuubi definitsioonist, mis kinnitab kolmanda harmoonilise genereerimist.

Ilma muudesse matemaatilisse üksikasjadesse laskumata võime ennustada, et tekkimas on muster, milles iga lisatud võimsus sin(2π.f.t) annab harmooniliste järjestuse vastava tõusu. Võttes seda tõeseks, võime järeldada, et bipolaarse transistori või pooljuhtdioodi eksponentsiaalne karakteristik aitab kaasa kõigi järkude harmooniliste genereerimisele, võrreldes isoleeritud paisu FET-i ruutkarakteristikuga, mis aitab kaasa ainult teise harmooniline.

Võtmesegistid

Klassifikatsiooni teisena käsitleme võtmemiksereid. Need mikserid töötavad, lülitades sisendsignaali (f1) ühest olekust teise (sisse-välja) juhtsignaali (fo) iga poolperioodi jooksul. Riis. 7 on kujutatud kahe tasakaaluga lüliti mikser, milles dioodid toimivad lülititena. Dioodid avanevad paarikaupa, olenevalt neile sagedusega fo rakendatava pinge polaarsusest ja see muudab iga kord faasi f1 ümber. Lülitusprotsess on näidatud joonisel fig. 10 ja 11: esimene näitab juhtumit, kui sagedus fi on suurem kui fo, teine ​​näitab fi madalamat kui fo. Signaal fi korrutatakse tegelikult sobiva amplituudiga ristkülikukujuliste impulssidega, mille kordussagedus on fo, ja see annab järgmised põhi- ja harmoonilised komponendid:

(4/π)----------------(2)

See tähendab, et fi korrutatakse põhisagedusega fo ja kõigi selle paaritu harmoonikuga. (Pange tähele, et ideaalsed ruutlained ei sisalda isegi harmoonilisi.)

Olukord on lihtsustatud, kuna ristkülikukujulistel impulssidel on ainult kaks olekut (amplituudis ja ideaalis - UA9LAQ), üks ja miinus üks (loogilised tasemed - UA9LAQ), nii et fi-ga korrutamiseks peate fi korrutama ühega ja miinus ühega. , mis tähendab fi faasi ümberpööramist iga fo polaarsuse muutusega.

Mikser on defineeritud kui kahetasakaaluline, kuna mõlemad sisendsignaalid on väljundi suhtes tasakaalustatud (vastastikku tühistatud – UA9LAQ). Sisendtaseme summutamist on varem mainitud ja illustreeritud joonisel fig. 8.

Riis. 10.
Topelt tasakaalustatud mikser. Sagedusega f1 signaali lülitamine fo sagedusega signaaliga (fi üle fo).

Riis. üksteist.
Topelt tasakaalustatud dioodiga mikser. Fi sagedusega signaali lülitamine fo sagedusega signaaliga (finalla fo).

Teist tüüpi dioodlüliti segisti on ühe tasakaaluga poolrõngas, mis on näidatud joonisel fig. 12. Selles vooluringis lülituvad dioodid sisse ja välja signaali (pinge) vastassuunaliste poollainete ajal sagedusega fo, nagu on näidatud joonisel fig. 13. Sel juhul ei saa järeldada, et sagedusega fi (ja amplituudiga Ai) signaal korrutatakse ristkülikukujuliste impulssidega kordussagedusega fo ja amplituudiga üks, me räägime alalisvoolu nihkest amplituudiga üks. Sisendkomponentide korrutamisel saame aga järgmise tulemuse:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [ristkülikukujuliste impulsside jada (2)])

Alalisvoolu nihe asendatakse ühega ja korrutades selle Ai.sin-ga (2π.fi.t), asendades signaali sagedusega fi, saame sama sagedusega signaali fi, seega ei ole fi väljundi suhtes tasakaalustatud. see mikser. Vastupidi, sagedusega fo lülitussignaal on tasakaalustatud ja seega ka mikseri nimi - ühe tasakaalustatud.

Riis. 12. Ühe tasakaaluga segisti (poolrõngas).

Riis. 13. Ühe tasakaalu dioodiga segisti.
(fi korrutatakse lülituspingega fo, signaali amplituud võrdub lülituspinge amplituudiga).

Välju

Sisendsignaali isolatsiooniaste tasakaalustatud mikseris määratakse trafo hoolika tasakaalustamise ja dioodide sobitamisega. Pooljuhtide ajastu koidikul kasutasid mõned telefonisüsteemid cuprux-alaldeid. Kaasaegsed tasakaalustatud segamismoodulid, mis sobivad kasutamiseks ka VHF-l ja mikrolaineahjus, sisaldavad kiireid dioode, mida iseloomustab madal pinge juhtivas olekus, madal pöördvool, madal omamahtuvus ja väga kõrge maksimaalne kasutatav sagedus.

Igat tüüpi dioodidel on "painutatud" sisselülituskarakteristikud (esialgne sektsioon) ja sellest hoolimata võivad nad fo-signaali rangelt juhituna töötada osaliselt pidevas mittelineaarses režiimis. Joonisel fig. kujutatud tasakaalustatud segisti spektris. Nagu on näidatud joonisel 8, näitavad ühtlased harmoonilised fo selgelt, et ruutlaine seaduse kohaselt pole ideaalset lülitust.

Dioodiga tasakaalustatud mikserid töötavad väga hästi, kuid neil on suurem konversioonikadu kui võimendus. Need on ka madala impedantsiga seadmed ja nende töötamiseks on vaja väikese impedantsiga vooluahelat. Nende dioodiomaduste tõttu kasutatakse sageli bipolaarseid või väljatransistore kasutavaid aktiivsegisteid. Nendel mikseritel on konversioonivõimendus ja need saavad hakkama suurema impedantsiga "torustiku" ahelatega.

Autori poolt transiiveris kasutamiseks ehitatud aktiivse tasakaalustatud mikseri skeem on näidatud joonisel fig. 14. Antud juhul segati SSB signaal 21 MHz kandjaga, et saada 17 MHz IF (üleskonversioon). Selle segisti spekter on näidatud joonisel fig. 15. See mikser töötab pidevas mittelineaarses režiimis, fo signaal põhjustab paisu pinge muutmise äravoolu voolu suures osas äravoolu voolu ja paisu pinge karakteristikute suhtes. Transistori võimenduse täpne tasakaal saavutatakse äravoolu voolude diferentsiaalse reguleerimise (reguleerimise) abil potentsiomeetriga, mis reguleerib allika ahela eelpinget.

Riis. 14. Tasakaalustatud segisti PT-l.
T1 -10 pööret kolmekordset juhet Philips 97120 rõngal, μ = 2300
T2 – 8 pööret kolmekordset juhet Philips 97160 rõngal, μ = 120

Riis. 15.
Tasakaalustatud mikseri spektraalanalüüs PT-l.

Aktiivsed tasakaalustatud mikserid võivad töötada ka lülitusrežiimis, millesse saab neid lülitada suurendades fo signaali taset punktini, kus väljundvool lülitub kahe taseme vahel: null (väljas) ja küllastusvool (sisse). Millises režiimis mikser töötab, määrab pingetase fo ja teatud määral ka algse sisendi eelpinge seadmine.

Segage üles-alla teisendamisel

Võite küsida: kus kasutatakse tasakaalustamata segistiga võrreldes peamiselt tasakaalustatud segistit? Üks vastus küsimusele peitub selles, kui raske on tugisagedust häälestamise või filtreerimise teel eemaldada. Joonisel fig. 14, asub 21 MHz sagedusega kandja valitud komponendile üsna lähedal - IF-sagedus 17 MHz ja valitud on tasakaalustatud ahel, kuna vastasel juhul on oht väljundsageduse signaal (LO sagedus), mis ilmub väljundsignaalis ( IF).

Seevastu sama sageduse teisendamine on vajalik, kui 17 MHz teisendatakse 4 MHz IF-ks, kasutades sama sagedusega LO pinget 21 MHz. Sel juhul on aga 21 MHz sagedus 4 MHz IF-st kaugel ja seda saab kergesti filtreerida ning mikserina saab kasutada joonisel 1 kujutatud tavapärast kaheväravalist FET-mikseri vooluringi. 9.

Erilist rõhku tuleks panna asjaolule, et tasakaalustatud mikser on soovitav kõikidel juhtudel üles-muundamisega, nagu tavaliselt tehakse SSB-saatjate puhul; alla teisendamine, mida leidub enamasti vastuvõtjates, on selle nõude jaoks vähem oluline. Teine näide tasakaalustatud mikseri kasutamisest on amplituudmodulaator, mis toodab kahesuunalist signaali, mille väljundis on summutatud kandja. F1 signaal on siin helisignaal (mikrofoni võimendist) ja kandja (referentssagedus) signaal fo on tasakaalustatud (surutud). Sel juhul nimetatakse segistit tavaliselt tasakaalustatud modulaatoriks. Pidage meeles, et me varem mainisime, et segamine ja amplituudmodulatsioon on sama protsess. Tasakaalustatud modulaator on SSB saatjas esimene aste, kus saadakse kaks signaali külgriba, millest üks eemaldatakse hiljem selektiivfiltri abil.

Intermodulatsioonitooted

Kuna meie segamisseade töötab mikseri funktsiooni täitmiseks mittelineaarses režiimis, genereerib see sisendisse sisenevatest soovimatutest signaalidest ka intermodulatsiooniprodukte. Tooted võivad tekkida meie signaali fi (mida me nüüd nimetame f1-ks) segamisel teise signaaliga f2 või täiesti erinevate signaalide f2 ja f3 segamise tulemusena. Meie jaoks on kõige “murelikumad” nn kolmanda järgu tooted (2f1-f2) või (2f2 - f1). Need on kõige ohtlikumad, kuna need on intermodulatsiooniproduktid, mis on sageduselt f1-le kõige lähemal.

Võtame vajaliku signaali f1 sageduseks 14,200 MHz ja teise signaali f2 sageduseks 14,300 MHz. Sel juhul on kolmanda järgu toodete sagedused 14 100 ja 14 400 MHz. Oletame ka, et on olemas kolmas signaal C sagedusel 14,400 MHz, ja arvutame f2 ja f3 kolmandat järku intermodulatsiooni korrutised, st (2f2 - f3) ja (2f3 - f2). Sellest saame 14 200 ja 14 500 MHz, esimene väärtus on sama, mis nõutava vastuvõetud signaali sagedus f1, mis tekitab häireid.

Häired võivad olla tõsiseks probleemiks ja seetõttu on mikseri üheks parameetriks selle kolmanda järgu toodete tase väljundis nõutava summa või vahekomponendi taseme suhtes.

Kolmanda järgu intermodulatsioonitoodete lõikepunkt

Eespool oli mainitud, et intermodulatsiooniproduktide taseme vähendamiseks on vajalik sisendsignaali fi madal tase. Uurime seda väidet:

Oletame, et tõime mittelineaarse seadme sisendisse kaks sama amplituudiga sinusoidset signaali. Märkame tasemeid ja tõstame neid 3,16 korda (ehk 10 dB). Mittelineaarsuse tõttu ei võrdu väljundvõimendus sisendiga, kuid väljundspektri saab teisendada komponentideks, mis koosnevad kahest põhisagedusest f1 ja f2 ning muudeks komponentideks, mida saab eraldi analüüsida. Põhisagedussignaalid peavad kasvama lineaarselt, vastasel juhul ei ole need põhilised, mistõttu nende väljundpinged peavad suurenema rangelt soovitatud väärtuse võrra sisendi suhtes (st 3.16). Teisi komponente kirjeldatakse erinevate võrranditega.

Eelnevalt vaatlesime trigonomeetrilist identiteeti: cos(2A) - 1/2(sin**2A) ja näitasime, et teised harmoonilised komponendid on seotud siinuslaine ruudufunktsiooniga, millest saame järeldada, et teised harmoonilised komponendid 2f1 ja 2f2 järgivad funktsiooni ruudus sisendtaset. Loomulikult huvitab meid meie puhul rohkem kolmanda järgu toodete tase, 2f2 f1-ga ja 2f1 f2-ga korrutamise tulemused. Kui fi ja f2 amplituudid on võrdsed, on tulemuseks see, et kolmandat järku korrutised (2f2 - f1) ja (2f1 - f2) järgivad sisendtasemete suhtes kuupseost. Kui me tabelina oma muutuse 3,16 korda detsibellide kujul, saame järgmise:

Sisendtaseme muutus - 20 LOG 3,16 - 10 dB

Põhisageduste väljundtaseme muutus - 20 log 3,16 = 10 dB

Kolmanda järgu toodete väljundtaseme muutus = 20 log 3,16**3 = 30 dB

(Tsiteerin märke nagu originaalis - UA9LAQ).

Kuna intermodulatsiooni produktid suurenevad vastavalt sisendtasemete muutumise kuupmeetrilisele seadusele, mitte põhisignaalide lineaarsele, siis mida kõrgem on sisendsignaalide tase, seda suurem on intermodulatsiooniproduktide taseme ja põhisignaali vaheline suhe. signaale. Teoreetiliselt on punkt, kus intermodulatsiooniproduktide tase võrdub põhisignaalide väljundtasemega. Seda punkti nimetatakse kolmanda järgu intermodulatsiooniprodukti lõikepunktiks ja see on sageli antud segisti spetsifikatsioonides.

Selle punkti mõõtmiseks paneme kokku joonisel fig. 16. Mikseri sisenditega on ühendatud kaks sama signaalitasemega kalibreeritud signaaligeneraatorit ning mikseri sisendiga on ühendatud kalibreeritud spektrianalüsaator. Kuna seade on mikser, nihutatakse nii põhi- kui ka kolmanda järgu toodete sagedust väärtuse võrra (kohaliku ostsillaatori sagedus). Joonisel fig. 16, efektiivsed väljundkomponendid: vajalik IF-signaal (fo - f1) ja kolmandat järku komponendid ja

Riis. 16.
Katsestend segistite uurimiseks.

Riis. 17. 3N140 segisti tööomadused. Kuvatakse kolmanda järgu intermodulatsiooniproduktide lõikepunkt.
DR = dünaamiline ulatus, mis põhineb eristamatute intermodulatsiooniproduktide tasemel.

Joonisel fig. Joonisel 17 on kujutatud 3N140 segisti kõverad, mis on saadud joonisel fig. 16. Selle saavutamiseks pidime seadma sisendtasemed nii, et kolmanda järgu intermodulatsiooniproduktid oleksid võrdsed müratasemega. Erinevate komponentide visuaalseks üksteisest eraldamiseks ja nende taseme mõõtmiseks kasutati spektrianalüsaatorit. Arvestada tuleb vaid vajalike sisend- ja väljundsignaalide tasemetega ning intermodulatsioonitoodete tasemega. Lineaar- ja kuupseoste põhjal on kõveraid üsna lihtne pikendada (kuni ristmikuni). Detsibelli kujul moodustuvad kaks erineva kaldega joont. Soovitud signaal suureneb väljundis 10 dB võrra, sisend suureneb 10 dB võrra. Kolmanda järgu intermodulatsioonitooted (IMD) suurenevad iga 10 dB sisendi suurenemise kohta 30 dB võrra. Uuringu tulemuste kinnitamiseks võite katset korrata mitu korda erinevate signaalitasemetega.

Mingil hetkel jooned lähenevad, näidates kolmanda järgu intermodulatsiooni lõikepunkti. Eriti tuleb märkida, et see punkt on teoreetiline ja seda ei saa kunagi praktikas saavutada, kuna mikser lülitub signaali tihendamise režiimi enne selle punkti saavutamist. Selle punkti määramine on kasulik, kuna mõlemad karakteristikud, nii lineaarsed kui ka kuupmeetrilised, saab taastada vastavate seaduste abil: lineaarne ja kuupne sõltuvus.

Müratase ja dünaamiline ulatus

Kasutades seadmeid joonisel fig. 16, saate määrata segisti veel ühe olulise parameetri - müra läve taseme selle väljundis. Nagu eespool mainitud, mida madalam on sisendsignaali tase, seda madalam on intermodulatsiooniproduktide tase. Mida madalam on sisendsignaali tase, seda madalam on aga signaali-müra suhe. (Need on "käärid", mis piiravad mikseri dünaamilist ulatust: all - müra, ülal - intermodulatsioon - UA9LAQ).

Joonisel fig. 17 on näidatud väljundis müratase 0 dB ja see teave koos signaali ja intermodulatsiooniproduktide tasemetega tõlgitakse teisele kujule, mis on esitatud joonisel fig. 18. Siin näitame ühel kõveral signaali-müra suhet sisendsignaali taseme funktsioonina ja teisel kõveral signaali ja intermodulatsiooni produktitaseme suhet sisendsignaali funktsioonina. Pange tähele, et on olemas optimaalne tase, kus kõverad lõikuvad ja kus väljundtase on 50 dB kõrgem nii müra kui ka intermodulatsiooni toodetest.

Riis. 18. Mikser 3N140 jaoks.
Signaali/müra ja signaali/intermodulatsiooni toodete võrdlus.

Signaalitasemete puhul, mis jäävad alla IMD ristumispunkti, on tooted allpool müraläve. Seda näitab ka punktiirjoon joonisel fig. 17.Selle rea pikkus on ka mikseri dünaamiline ulatus (DR), mille juures me intermodulatsiooniprodukte ei tuvasta. Pange tähele, et see näitaja on 50 dB ja kaks kolmandikku erinevusest kolmanda järgu intermodulatsiooniprodukti lõikepunkti ja mürataseme (75 dB) vahel. Vastavalt kahe kõvera lineaar- ja kuupseadustele saab dünaamilist ulatust (dB-des) alati määratleda kui 2/3 lõikepunkti ja müra alampiiri vahel.

Kõrge dünaamiline ulatus on vaieldamatult oluline, kui mikserit kasutatakse superheterodüünvastuvõtjas, mis tegeleb paljude sisendsignaali tasemetega. Rahuldavaks tööks peab RF-võimendi kõige väiksemat signaali võimendama mikseri müratasemest kõrgemale tasemele, kuid mitte liiga palju, et vältida suurte signaalide intermodulatsiooniprodukte. Samal ajal peab soovimatute signaalide maksimaalne tase olema ka vastuvõtja dünaamilises vahemikus. Kui see nii ei ole, oodake intermodulatsioonitoodete ilmumist. Kõrgete signaalitasemete jaoks on vaja RF-sageduse juhtseadmes tagada madalam signaali võimendus, rakendada RF-võimenduse reguleerimist (või/ja) varustada vastuvõtja sisendis summutiga - UA9LAQ).

Veel üks tegur, mida tuleks mainida, on see, et müratase sõltub ribalaiusest: see on sellega võrdeline, järelikult: müratase ja dünaamiline ulatus on samuti süsteemi ribalaiuse funktsioonid. Seoses joonisega. 17 ja 18 viidi mõõtmised läbi FM ribalaiusega 15 kHz. Kui ribalaius oleks 3 kHz - SSB, oleks müratase 7 dB madalam ja dünaamiline ulatus suureneks sama palju.

Tulemused

Mikserid võib liigitada järgmiselt:

1. Töötamine pidevas mittelineaarses režiimis või lülitusrežiimis.

2. Tasakaalustamata või tasakaalustatud, milles üks või mõlemad sisendsignaalid on väljundi suhtes tasakaalustatud (surutud ja mikseri väljundis puuduvad - UA9LAQ).

3. Mikserid, millel on muundamisel võimendus ja mikserid, millel on muundamisel kadu.

Mikserid töötavad tavaliselt siis, kui tööpunkti nihutatakse võrdlussignaali fo abil kogu mikseri karakteristiku mittelineaarses osas, sisendsignaali f1 madala tasemega, mis on ühest küljest piisav madala mürataseme tagamiseks, teisest küljest intermodulatsiooni toodete minimeerimiseks.

Kolmandat järku segamisproduktide tase tõuseb proportsionaalselt sisend- (ja väljund) signaali taseme kuubikuga. Mikseri töö funktsioonina sisendsignaali tasemest saab määrata kolmandat järku intermodulatsiooniproduktide lõikepunkti ja müratasemega.

Selles artiklis käsitletakse segistite toimimist ja esitatakse mõned ideed nende kasutamiseks. Lisateavet nende seadmete praktilise kasutamise kohta leiate teatmeteostest, nagu need, mille on välja andnud ARRL (American Radio Relay League).

Tasuta tõlge inglise keelest autori loal: Victor Besedin (UA9LAQ) [e-postiga kaitstud] Tjumen märts 2005

Tänu oma lihtsusele, suurele tundlikkusele ja selektiivsusele ning heale töökindlusele on otsekonversiooni vastuvõtjad ja transiiverid raadioamatööride seas populaarsed. Kuid mitte alati pole nii, et seade, isegi see, mis on valmistatud hästi väljatöötatud disaini järgi, realiseerib talle algselt omaseid võimalusi ja parameetreid.

Selle sideseadmete rühma selle artikli autori aastatepikkuse töö tulemusena selgus, et madalsageduslikud seadmed (peamiselt madalsagedusvõimendid) jäävad tööle, kui toitepinget vähendatakse 2...6-ni. V (nimipingel 9...12 V). Samal ajal väheneb nende kasum reeglina.

Otsemuundusega vastuvõtjate ja transiiverite ebarahuldava jõudluse peamiseks põhjuseks on mikseri ebaoptimaalne töörežiim. Kõrged parameetrid saavutatakse ainult segadioodide heterodüüni kõrgsagedusliku pinge hoolika valikuga. See peaks jääma ränidioodidel 0,6...0,75 V ja germaaniumdioodidel 0,15...0,25 V piiresse. Madalama lokaalse ostsillaatori pinge korral segisti ülekandetegur väheneb. Samuti väheneb see kõrge pinge korral, kuna dioodid on peaaegu kogu aeg avatud. Samal ajal suureneb mikseri müra.

Lokaalsest ostsillaatorist segistile antava pinge sageduse ja amplituudi stabiilsus (eriti HF amatöörribadel) sõltub suuresti toitepinge stabiilsusest.

Peaaegu kõigis kirjanduses toodud vooluringides puudub segisti dioodidel heterodüünpinge reguleerimise skeem. Soovitatav on valida lokaalse ostsillaatori ja segisti vahele ühenduskondensaator või muuta ühenduspooli keerdude arvu. Kuid see protsess on väga töömahukas ja pealegi ei anna kindlustunnet, et seade on õigesti konfigureeritud.

Selle meetodi puuduseks on see, et seadistamise käigus on vaja vastuvõtja (transiiver) välja lülitada ja kondensaator uuesti jootma või mähis tagasi kerida. Kuid selle aja jooksul lakkab sageli töötamast amatöörjaam, mille vastuvõtu helitugevust reguleeritakse, ja seetõttu pole võimalik teada, kas reguleeritava seadme tundlikkus suureneb või väheneb. Raadiolainete stabiilse läbimise ajal on otstarbekam häälestamine läbi viia "nõrga" jaama signaalide abil, s.t. kui vastuvõetud signaali tasemes pole märgatavaid kõikumisi.

Vajalike mõõteriistade puudumise tõttu häälestatakse otsekonversiooni vastuvõtjaid ja transiivereid sageli "kõrva järgi", mis ei mõjuta nende parameetreid kõige paremini.

Puc.1

Joonisel fig. Joonisel 1 on näidatud voltmeeter-sondi diagramm, mida on muudetud vastavalt jaotises esitatud soovitustele. See võimaldab teil üsna täpselt mõõta kohaliku ostsillaatori pinget otse segisti dioodidel.

Vaatame lihtsaid viise otsekonversiooni vastuvõtjate ja transiiverite konfigureerimiseks ja muutmiseks, mis võivad ülaltoodud disainivead kõrvaldada.

Puc.2

Esiteks tuleks modifitseerimise ajal sisse viia lokaalse ostsillaatori toitepinge stabiliseerimiseks ahel. Stabilisaatori ahel on näidatud joonisel fig. 2. Zeneri diood VD1 on valitud stabiliseerimispingega, mis on 1,5...2 korda väiksem vastuvõtja (transiiveri) nimitoitepingest. Takisti R 1 seab optimaalse voolu läbi zeneri dioodi. Takisti R1 takistus peab olema selline, et zeneri dioodi VD1 stabiliseerimisvool ei ületaks maksimaalset lubatud väärtust. Kondensaator C1 vähendab zeneri dioodi müra "leket", mille tulemuseks on kohaliku ostsillaatori pinge müramodulatsiooni vähenemine ja vastuvõtja üldise müra vähenemine.

Segistidioodidel on RF pinget mugav muuta häälestus-mitteinduktsioontakistiga, mis on ühendatud paralleelselt või järjestikku ühenduspooliga (R1 vastavalt joonisel 3 ja 4).

Viimasel juhul saate kasutada nii trafo (joonis 4,a) ühendamist lokaalse ostsillaatoriga segistiga kui ka autotransformaatorit (joonis 4,6). Kohaliku ostsillaatori pinge täpsemaks reguleerimiseks (näiteks halva kuuldusega jaamadest signaalide vastuvõtmisel "kõrva järgi") lülitatakse RF voltmeeter välja.

Tuleb märkida, et ülaltoodud modifikatsioonide rakendamisel tuleks ühenduspoolide pöörete arvu veidi suurendada, kuna trimmitakisti kasutuselevõtt vähendab kohaliku ostsillaatori väljundpinget. See kehtib eriti valiku kohta, mille skeem on näidatud joonisel 3. Kokkuvõttes peab ühenduspooli keerdude arv, takisti R1 takistus ja kondensaatori C2 mahtuvus olema selline, et segisti ränidioodide pinget saaks reguleerida vahemikus 0 kuni 1,2...2 V, germaaniumdioodidel - 0 kuni 0,5 ... 1 V. Sel juhul saavutatakse optimaalne pinge ligikaudu takisti R1 liuguri keskmises asendis.

Kohaliku ostsillaatori väljundpinget saate reguleerida toitepinget muutes, nagu tehti näiteks punktis [3]. See sobib aga ainult sagedustel kuni 3...4 MHz. Kõrgematel sagedustel (üle 7 MHz) võib selline reguleerimine kaasa tuua kohaliku ostsillaatori sageduse olulise nihke.

Joonisel fig. Joonisel 5 on kujutatud puhversõlmega lokaalse ostsillaatori skeem, millesse on sisse viidud väljundpinge reguleerimise ahel. Kordamisel tuleb arvestada, et emitteri järgija ei anna pingevõimendust ning seetõttu peab kõrgsageduslik pinge ühenduspoolil olema kaks korda kõrgem. kui on segisti normaalseks tööks vajalik.

Amatöörraadiopraktikas kasutatakse enim dioodiga tasakaalustatud miksereid. Nende peamised eelised on disaini ja konfiguratsiooni lihtsus, kõrgsagedusliku ümberlülituse puudumine vastuvõtult edastamisele üleminekul. Välja- ja bipolaarsetel transistoridel põhinevaid tasakaalustatud segisteid kasutatakse palju harvemini.

Lihtsates tasakaalustatud dioodisegistites saab kohaliku ostsillaatori pinget ja mõningaid väljundi muundamise kõrvalprodukte summutada 35 dB või rohkem. Kuid sellised tulemused saavutatakse ainult ühes suunas: selles, milles segisti on tasakaalustatud. Transiiveri algupärases konstruktsioonis on mikser tasakaalustatud ainult võimsusvõimendi poole. Topeltbalanseeritud mikseri kasutamisel müra väheneb, tundlikkus suureneb ja mürakindlus paraneb.

Topeltbalanseeritud mikserid on mõlemal sisendil (väljundil) tasakaalustatud. Nad summutavad mitte ainult lokaalseid ostsillaatori võnkumisi, vaid ka teisendatud signaali, jättes alles ainult nende segunemise produktid ja tagades seeläbi spektri puhtuse. Selliste mikserite kasutamine võimaldab vähendada nõudeid mikseri väljundis olevale puhastusfiltrile ja isegi sellest täielikult loobuda, ühendades mikseri väljundi otse IF-võimendiga, mille väljundis peaks olema põhivalik. filter (näiteks EMF või kvartsfilter). Vastuvõtmise ajal saab topeltmikserile anda oluliselt kõrgema signaali, kuna see nõrgendab järsult signaali või häirete otsese tuvastamise mõju, s.t. tuvastamine ei toimu ilma kohalike võnkumiste osaluseta, nagu juhtub tavalise amplituudidetektori puhul.

Kõige sagedamini kasutatakse amatöörraadiokujunduses kahekordset tasakaalustatud mikserit, mille skeem on näidatud joonisel fig. 6. Seda nimetatakse ka rõngakujuliseks, kuna selles olevad dioodid on rõngaga ühendatud.

Madalsagedusalas töötamisel keritakse kõrgsageduslikud trafod reeglina standardsuuruses K7x4x2 ferriitrõngastele, mille magnetiline läbilaskvus on 600...1000 ja kolme PELSHO 0,2 juhtmega, mis on kokku keeratud (3-4 keerdu 1 kohta). cm pikkus). Tehke umbes 25 pööret (kuni rõngas on täielikult täidetud). Trafo paigaldamisel on selle mähised faasitud vastavalt joonisele fig. 6 ja 7.

Kahe tasakaalustatud mikseri ühendamiseks transiiveriga on kaks peamist võimalust. Esimeses läbib signaal nii vastuvõtmisel kui ka edastamisel ühes suunas segistite sisendist väljundisse. Seda tehakse näiteks tuntud raadio-76 ja Radio-76M2 transiiverites. Autori arvukad katsed on näidanud, et optimaalsest väiksema heterodüünpinge korral halveneb tundlikkus vastuvõturežiimis oluliselt ja kõrgema pinge korral väheneb oluliselt kandja summutus saaterežiimis (tundlikkus langeb ka, kuid see on kõrvaga vähem märgatav kui eelmisel juhul). Transiiverite peamiste parameetrite kvalitatiivne sõltuvus mikserile tarnitava lokaalse ostsillaatori pingetasemest on näidatud joonisel fig. 8 (kõver 1 - tundlikkus vastuvõtu ajal, määratud kõrvaga, 2 - tundlikkus, mõõdetud instrumentidega, 3 - kandja mahasurumine edastamise ajal).

Teise võimaluse korral suunatakse vastuvõturežiimis olev signaal tasakaalustatud mikseri sisendisse ja edastamisel väljundisse. Selle ühendusega kasutatakse segisti pööratavuse põhimõtet. Nii on kirjeldatud transiiveri RF-teed. Mikseri seadistamine taandub sel juhul ka optimaalse heterodüünpinge seadistamisele ja selle hoolikale tasakaalustamisele. Eriti tuleb märkida, et häälestusoperatsioon ei sõltu transiiveri RF-tee konstrueerimise põhimõttest.

Kõigepealt peate seadistama segistid. Neis olevad tasakaalustustakisti liugurid seatakse esmalt keskmisesse asendisse. Järgmisena ühendage GSS transiiveri antenni pesaga ja suurendage järk-järgult heterodüüni pinget mikserites. GSS-i signaal edastatakse tasemel, mis ületab vastuvõtutee tundlikkust mitu korda. On vaja saavutada signaali vastuvõtt. Generaatorit pole, toimingut teostatakse kõrva kaudu, saades signaali amatöörraadio SSB raadiojaamast või mürageneraatorist, kasutades väikese võimsusega zeneri dioodi.

Seejärel reguleeritakse iga segisti kordamööda. Esiteks valitakse optimaalne heterodüüni pinge. Selleks suurendatakse seda järk-järgult ja hinnatakse kõrva järgi: kas GPS-signaali, raadiojaama või mürageneraatori vastuvõtu maht suureneb. Nagu autor märkis, mikserisse antava heterodüünpinge kasvades suureneb esmalt kuulamise helitugevus, saavutades maksimumi ja jääb seejärel praktiliselt muutumatuks (joonis 8, kõver 1). Heterodüüni pinge tuleks seada nii, et kui see veidi väheneb, siis vastuvõtu helitugevus langeb ja kui see veidi suureneb, siis see ei suurene. Praktikas realiseeritakse see kohaliku ostsillaatori väljundpinge taset reguleeriva takisti liuguri liigutamisega väikestes piirides. Kui transiiveril see võimalus puudub, tuleks seadet muuta.

Reeglina on ühe või teise lokaalse ostsillaatori väljundisse ühendatud emitteri järgija. Sel juhul osutub modifikatsioon väga lihtsaks: transistori emitteri ahela konstantne takisti asendatakse konstantse väärtusega mitteinduktiivse trimmitakistiga.

Pärast heterodüüni pinge optimeerimist peate uuesti segisteid hoolikamalt tasakaalustama. RF-millivoltmeeter või ostsilloskoop on ühendatud sisendi või väljundiga (olenevalt transiiveri konstruktsioonist) ja takisti R1 liuguri liigutamisega ning seejärel kondensaatorite C1 ja C2 reguleerimisega (vt joonis 7) saavutame minimaalse näidu. . Kui kasutatakse suure sisendtakistusega seadmeid, siis tuleks mikseri sisendisse ja väljundisse ühendada sarnase takistusega (50...100 oomi piires) takistid.

Eelistada tuleks tasakaalustamist saatetee väljundi suunas. Mikseri sisendi ja väljundi tasakaalu erinevus peaks olema väike (paar detsibelli). Kui see jõuab 10 dB-ni või rohkem, on see reeglina selle tagajärg, et mikserile antav heterodüünpinge on optimaalsest oluliselt kõrgem.

Autor on loonud lihtsad seadmed mikserite kontrollimiseks ja tasakaalustamiseks. Joonisel fig. Joonisel 9 on kujutatud raadiosagedusvõimendi vooluringi, sisendiga on ühendatud mikser ja väljundiga on ühendatud kõrgsageduslik voltmeeter jämedaks häälestamiseks (joonis 9, b) ja peenhäälestamiseks - RF-sond (joonis 9, c). Sel juhul ei ole vaja mikserisse paigaldada täiendavaid takisteid takistusega 50...100 oomi.

Mikserid reguleeritakse lõpuks pärast nende paigaldamist transiiverisse (see lülitatakse edastusrežiimile). Seade tuleb esmalt seadistada vastuvõturežiimi. Et mikrofoni müra ei segaks tasakaalustamist, on mikrofoni võimendi sisend lühises. Esmalt tasakaalustatakse madalaima sagedusega mikser ja seejärel teised selles järjekorras, milles signaal neid edastusrežiimis läbib, saavutades transiiveri võimsusvõimendiga ühendatud koormuse ekvivalendi (joonis 10) minimaalse RF-näidu. Pärast seda muudetakse ülejäänud sõlmede sätteid. Soovitav on seda protseduuri korrata kaks või kolm korda.

Vladislav Artemenko (UT5UDJ) Kiiev. Ukraina

KIRJANDUS

1. Poljakov V.T. Raadioamatöörid otsekonversioonitehnoloogiast. - M.: Patriot, 1990, lk. 264.
2. Stepanov B. Väikeste HF pingete mõõtmine. - Raadio, 1980, N 7, lk. 55-56.
3. Artemenko V. Lihtne SSB mini-transiiver 160 m.- Raadioamatöör, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. Artemenko V.A. Lihtne EMF-iga transiiver. - RadioAmator, 1995, N 2, lk. 7-10.
5. Bunin S.G., Yaylenko L.P. Lühilaine amatööride juhend. - K.: Tehnika, 1984, lk. 264.
6. Stepanov B., Shulgin G. Transiiver "Raadio-76". - Raadio, 1976, N 6, lk. 17-19, N 7, lk. 19-22.
7. Stepanov B., Shulgin G. Transiiver "Raadio-76M2". - Raadio, 1983, N 11, lk. 21-23, N 12, lk. 16-18.
8. Vassiljev V. Pööratav tee transiiveris. - Raadio, N 10, lk 20,21.