Любое радиоприемное устройство содержит преобразователи сигнала из ВЧ в ПЧ и ПЧ в НЧ (промежуточных частот может быть несколько). В ППП такой преобразователь один, из ВЧ сразу в НЧ. Называются они смесителями и располагаются сразу после антенны и ДПФ, или дальше – после УВЧ, УПЧ, «соединяя», таким образом, основные узлы приемника с ГПД, ОГ. Поэтому параметры всего приемника во многом зависят от эффективности и качества преобразования сигналов. При этом существует два основных типа смесителей – пассивные и активные. Первые имеют коэффициент передачи меньше 1, а вторые обеспечивают усиление сигнала больше единицы, однако для сохранения динамического диапазона усиление не делается большим, обычно не более 10 раз по напряжению.

Любой смеситель, особенно самый первый, кроме коэффициента передачи должен иметь и малый уровень шума (для повышения чувствительности). Не менее важным показателем так же является способность подавления мощных внеполосных сигналов, из-за которого может возникать прямое детектирование и «забитие» основного сигнала.

Смесители активного типа в данной статье не будут рассматриваться, т.к. это отдельная самостоятельная тема. Статья посвящена смесителям пассивным, выполненным на пассивных элементах - полупроводниковых диодах, как наиболее широко применяющимся в различных радиолюбительских конструкциях. Также широко распространились схемы пассивных смесителей на полевых, в том числе мощных, транзисторах, работающих в ключевых режимах, а также схемы смесителей на электронных коммутаторах различного типа мультиплексорах/демультиплексорах). Однако, это тоже тема для отдельной статьи.

Прежде всего, балансные смесители разного типа, представляют собой симметричные схемы, в которых смешиваются два сигнала (входной ВЧ и гетеродинный). В схемах радиоприемников широко применяют двойные балансные смесители. Они балансные не только по отношению к колебаниям гетеродина, но и к входному сигналу. Этот тип смесителей ослабляет на выходе сигналы и гетеродина, и входные сигналы. Естественно, на выходе получается и меньший уровень побочных продуктов преобразования по сравнению с обычными балансными смесителями.

На частотах КВ радиолюбительских диапазонов (до 30 МГц) достаточно хорошими преобразовательными свойствами обладают и обычные высокочастотные кремниевые диоды, например типа КД503, КД509, КД514, КД521, КД522 и германиевые типа ГД508.

В двойных балансных смесителях желательно использовать диоды Шоттки (например, типа КД922). Достаточно распространенная ошибка - считать кремниевые диоды КД514 - диодами Шоттки. Это не диоды Шоттки, но по некоторым характеристикам достаточно близкие к ним. Иногда в старой справочной литературе встречается эта ошибка, т.к. по технологии диод с контактом МЕТАЛ-ПОЛУПРОВОДНИК раньше именовался диодом со структурой Шоттки (по автору этой технологии). Технология его производства нечто среднее между обычным диодом с p-n переходом и диодом с барьером Шоттки. По физике (не по технологии!) у кремниевых диодов Шоттки прямое напряжение заметно меньше чем у обычных кремниевых диодов (по любой другой технологии). Кроме того, большое отношение обратного сопротивления к прямому и незначительная емкость при нулевом смещении. Диоды Шоттки имеют очень малое время переключения, что расширяет частотный диапазон их применения (до нескольких сотен ГГц).

Применение кремниевых, импульсных, эпитаксиально-планарных, быстродействующих, с малым временем восстановления диодов КД514 (именно так правильно их называть!) в быстродействующих переключателях, к которым можно отнести и кольцевые диодные смесители увеличивает чувствительность за счет уменьшения коэффициента шума и, таким образом, можно увеличить усиление тракта ПЧ (а в итоге и чувствительность). Иногда на практике установка КД514 ощутимо, на слух, даёт эффект, без подбора диодов, чего нельзя сказать о КД503 и других типах диодах.

Величина потерь в диодном смесителе, как правило, составляет 6-10 дБ. Это немного, но большинство конструкторов хотят иметь меньшие потери. Напрашивается вывод о необходимости применения в схеме приемника активного смесителя. Но динамический диапазон (ДД) приемника с пассивным смесителем зачастую бывает больше, чем у приемника с активным смесителем. Кроме того, ДД нужен тогда, когда радиоприемник предназначается для работы с мощными соседними радиостанциями, или в условиях радиолюбительских контестов, когда в общей свалке эфира слабые по уровню станции соседствуют с мощными соседями. В обычных условиях такое почти не встречается. Таким образом, величина динамического диапазона приемника не должна особенно нас беспокоить .

Если смеситель является первым каскадом приемника, а так бывает достаточно часто, то от качества смесителя практически зависят все основные характеристики приемника. Важным является уровень собственного шума смесителя. Чем он меньше, тем выше становится достижимая чувствительность приемника. Из сказанного выше становится понятно, что среди диодов предпочтение следует отдавать тем, у которых самое малое прямое внутреннее сопротивление p-n перехода. Чем оно меньше, тем меньше шумов генерируется в диоде при одном и том же токе через диод. Следует иметь в виду, что каскад, следующий за смесителем, также должен иметь низкий коэффициент шума. Это очень важно для реализации преимуществ пассивного смесителя.

На рис.1 показаны схемы простого балансного смесителя и кольцевого (двойного балансного) смесителя, выполненных на диодах.

В этих смесителях использованы симметрирующие трансформаторы T1 и Т2, намотанные на кольцевых ферритовых сердечниках скруткой из трех проводов.

Для достижения максимальной чувствительности при настройке смесителя нужно подбирать напряжение гетеродина. Недостаточное напряжение уменьшает коэффициент передачи и повышает входное сопротивление, а излишнее - увеличивает шум самого смесителя. В обоих случаях чувствительность падает. Оптимальное напряжение лежит в пределах от долей вольта до 1-1,5 В (амплитудное значение) и зависит от типа диода.

В смесителях с включенными встречно-параллельно диодами (ВПД) напряжение подводится одновременно через катушку связи - сигнал от входного контура и напряжение гетеродина (рис. 2).

Напряжение гетеродина значительно больше, чем напряжение сигнала. Для нормальной работы такого смесителя на кремниевых диодах напряжение гетеродина должно составлять 0,6-0,7 В (амплитудное значение). Один из диодов открывается на пиках положительных полуволн сигнала гетеродина, а другой - на пиках отрицательных. В результате сопротивление параллельно включенных диодов уменьшается дважды за период гетеродинного напряжения. Отсюда такие достоинства этого смесителя, как отсутствие постоянного тока (смеситель не детектирует ни сигнал, ни напряжение гетеродина). А частота гетеродина выбирается вдвое ниже частоты сигнала, что позволяет улучшить стабильность частоты и значительно уменьшить наводки гетеродина на входные цепи смесителя, т.к. излучение его сигнала получается на 30-60 дБ ниже (в два раза ниже сигнала по частоте), чем с обычными смесителями.

В смесителе на ВПД лучше всего использовать кремниевые диоды с пороговым напряжением около 0,5 В - они дают несколько большую помехоустойчивость, чем германиевые. В любом случае требуется подбор оптимального напряжения гетеродина по максимуму коэффициента передачи. В целом все типы диодных смесителей требуют тщательного подбора напряжения ГПД для получения наилучших параметров смесителя.

Для получения большей информации о работе смесителей рекомендуем также обратиться к работам В. Т. Полякова, Г.Тяпичева, ссылки на которые указаны в конце статьи .

Обобщая вышеизложенное, следует заметить, что в приведенных схемах смесителей на диодах требуется (кроме правильного выбора типа диода) как симметричность (одинаковые характеристики) самих диодов, или их плеч (в кольцевых схемах), так и симметричность конструкции. Таким образом, для нормальной работы диодов в схемах смесителей можно говорить о необходимости их правильного подбора и установки на монтажной плате (о конструктиве монтажа смесителей на диодах будет сказано в конце статьи).

Без подбора диодов трудно обеспечить требуемую симметрию моста, особенно в тех схемах, где никаких симметрирующих элементов не предусмотрено, как в схемах на рис.1 и 2. Требуемая симметрия гетеродинного напряжения достигается тем, что катушка связи (или широкополосные трансформаторы) наматывается одновременно двумя другими скрученными проводами и размещается на ферритовом кольце строго симметрично. Несоблюдение этого простого правила приводит к тому, что некоторые радиолюбители устанавливая современные типы диодов не подбирают их при первичной отладке конструкции смесителя, считая что ассиметрия остальных самодельных элементов сводит выигрыш от их подбора к нулю. Естественно, причины ассиметрии могут быть связаны не только с самими трансформаторами, поэтому однозначно рекомендовать бросаться их переделывать не следует.

Выбирая диоды для смесителя по справочным материалам, следует заметить, что их емкости должны быть одинаковы (и как можно меньше) при одном напряжении. Желательно подобрать минимальным и время переключения (восстановления). В.Т.Поляков, RA3AAE в своих работах указывает, что предпочтение следует отдавать диодам с меньшей емкостью (не более 1...3 пФ) и наименьшим временем восстановления обратного сопротивления (не более 10...30 нc). Эти данные можно найти в справочниках. При работе на УКВ требования возрастают еще более.

Во многих случаях оптимальным выбором может оказаться применение готовых диодных микросборок с подобранными характеристиками. Например, часто рекомендуемых КДС523А, Б, или подобранных в сборку диодов (КДС523ВР). Однако, в целом ряде случаев, необходимо обязательно проверить эти сборки хотя бы самым простым способом, поскольку допустимый разброс в них может достигать 10% и это может негативно сказаться на работе смесителей и потребует добавления в схему смесителя балансировочных резисторов и/или емкостей, что в целом ни к чему, поскольку увеличивает потери в смесителе. А это всегда нежелательно.

Получивший в последнее время широкое распространение подбор диодов по прямому сопротивлению представляется не столь актуальным, поскольку неидеальный трансформатор (как уже указывалось выше) всё равно внесет разбаланс в плечи моста. Конечно, если есть уверенность в полной симметричности обмоток и их равенстве полных (комплексных) сопротивлений, тогда с помощью обычного цифрового мультиметра (в режиме «прозвонки») можно отбраковать диоды с большими отклонениями прямых сопротивлений. Есть и вторая причина, даже более существенная. Речь идет о том, что равенство прямых сопротивлений говорит только о том, что при одинаковой амплитуде гетеродина через диод будет течь одинаковый ток. Но это для больших напряжений от ГПД важно, а вот для входных сигналов, амплитуда которых много меньше и лежит на уровне микровольт наиболее важным является одинаковость ВАХ диодов именно в области малых напряжений, т.е. в самом начале ВАХ, а не в области больших напряжений.

К сожалению, отечественные диоды даже из одной партии, не говоря уже о просто однотипных, имеют очень большой разброс параметров, поэтому простой подбор по сопротивлению (прямому напряжению) в одной точке ВАХ малоэффективен. Пояснение, почему такой подбор не эффективен, сделано на рисунке ниже. В самом деле, разброс ВАХ диодов может быть достаточно велик, но по случайному стечению обстоятельств именно в точке измерения внутреннее сопротивление диодов окажется одинаковым с достаточно большой точностью. На самом деле такое возможно достаточно часто. Однако это только видимость идентичности ВАХ диодов. Большей точностью обладает подбор по 2 точкам. Но и такой подбор тоже - только проверка совпадения статических характеристик, а не динамических.

Поэтому часто рекомендуют применять импортные - те же 1N4148 (аналог КД522). Они имеют существенно меньший разброс, что гарантирует хорошую работу смесителя даже без подбора. Хотя произвести подбор в одной точке ВАХ цифровым мультиметром (в режиме прозвонки) очень просто. При этом следует заметить, что в эту схему для подбора (и в другие тоже!) диоды надо подключать зажимами типа "крокодил" или им подобными, но ни в коем случае не пайкой. Даже после подключения зажимами надо выдержать некоторую паузу - нагрев диодов от рук изменяет результаты измерений (не говоря уже о пайке). А им надо прийти к комнатной температуре…

По «прямому напряжению» подобрать диоды можно, собрав простейшую схему: от стабильного источника напряжением не менее 10 В через резистор задают прямой ток через диод (например, 1 мА). И измеряют падение напряжения любым вольтметром с высоким входным сопротивлением (ламповым, типа ВК7-9, или любым цифровым, что лучше). Подбирают диоды, у которых наиболее близкие значения измеренного напряжения. Можно проверять две точки, например, задавая токи 1 мА и 0,1 мА.

Распространена методика, рекомендуемая для подбора диодов кольцевого балансного смесителя и описанная Б.Степановым, RU3AX . По ней сравнивают вольт-амперные характеристики диодов в прямом направлении. Поскольку полупроводниковый диод - это нелинейный элемент, непосредственное измерение омметром его прямого сопротивления не позволяет производить такое сопоставление. Делать это надо в нескольких (минимум двух) точках вольт-амперной характеристики диода, измеряя падение напряжения на диоде при фиксированных значениях прямого тока. Схема простейшего устройства, позволяющего производить подбор диодов, приведена на рисунке.

Для подбора диодов точные значения стабилизированного тока не существенны - все диоды будут сравниваться при одних и тех же значениях тока. Необходимо лишь, чтобы эти значения различались примерно в десять раз… Подробности сборки и работы этого устройства приведены .

Типы смесителей

Диодные преобразователи частоты применяются почти во всех приемных устройствах СВЧ-диапазона благодаря малому уровню шумов и способности работать на очень высоких частотах.

1) Небалансный смеситель. Практически не применяют, так как не обеспечивает приемлемой развязки между портами, а мощность полезного сигнала зависит от уровней как входного, так и опорного сигналов.

3) Смеситель с двойной балансировкой. Часто называют кольцевым. На рис. 3.3 изображен двойной балансный смеситель с трансформаторами и диодным кольцом (4 диода могут быть соединены кольцом или звездой).

Рис. 3.3

На IF-выходе этой схемы компенсируются комбинационные продукты четного порядка. Рабочий диапазон частот ограничен симметрией трансформаторов и их коэффициентом перекрытия по частоте. Все выводы смесителя фактически изолированы друг от друга. При выполнении диодных колец внутри интегральной схемы, удается достичь очень хорошего их согласования и симметрии, так как диоды изготавливаются из одного и того же материала, на одной подложке, имеют одинаковые параметры. Такие структуры являются сбалансированными и по гетеродинному и по радиочастотному входам.

Преимущества двойных балансных диодных смесителей

Преимуществами таких смесителей являются:

1) повышенная линейность, больший динамический диапазон устройства;

2) сигналы РЧ и гетеродина на выходе подавляются;

3) на выходе смесителя подавляются комбинационные продукты сигналов гетеродина и РЧ четных порядков;

4) хорошая взаимная изоляция портов смесителя.

Недостатки двойных балансных диодных смесителей

Кроме достоинств, которыми руководствуемся при выборе типа смесителя, мы должны принять во внимание и недостатки, так как, зная с чем бороться, мы легче сможем устранять проблемы в работе схемы.

Выделяют следующие основные недостатки:

1) использование двух симметрирующих РЧ трансформаторов, являющихся технологически сложными элементами, и в силу этого затруднена реализация таких структур смесителей в интегральных структурах;

2) реальный диапазон рабочих частот ограничен достигаемой технологической симметричностью РЧ трансформаторов;

3) необходимо применять полупроводниковые компоненты с идентичными характеристиками.

Выбор смесителя для работы в блоке формирования сигналов вспомогательного гетеродина

Сегодня на рынке радиокомпонентов представлен широкий ассортимент смесителей. В своей работе воспользуемся каталогом иностранной фирмы MiniCircuits.

Требуется смеситель, который рассчитан на входную мощность 10 мВт, входную частоту 350-400 МГц, канал от местного перестраиваемого гетеродина, рассчитанный на частоты 2600-2650 МГц, и чтобы смеситель был рассчитан на то, что на выходе образовывался бы сигнал 3000 ГГц. То есть это должен быть смеситель с преобразованием частоты вверх.

Выбор частотного смесителя производился из моделей поверхностного монтажа, которые производят преобразование частоты вверх. Я выбрала модель SIM-U432H+ с параметрами, которые подробнее разобраны в Приложении 1.

Особенностями это смесителя являются низкий коэффициент потерь около 6 дБ на 3 ГГц, высокий уровень IP3 26дБм, хорошая развязка портов, то, что смеситель выполнен из керамики, а также его малый размер. Немаловажным параметром является стоимость смесителя - около 350 рублей.

Более широкую полосу обеспечивают НО на связанных линиях. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазона используют тандемные ответвители и ответвители Ланге. БС с такими НО (рис.17.10,д ) обеспечивают развязку более 15 дБ при КСВ не хуже 1,5 в полосе несколько октав. Большой уровень развязки в широкой полосе частот в ГИС БС обеспечивают гибридные соединения на основе соединения линий передачи разных типов. В дециметровом диапазоне для уменьшения габаритов БС используют микроминиатюрные пассивные элементы с сосредоточенными параметрами. Балансные смесители, в отличие от небалансных, как правило, работают при нулевом смещении на диодах.

Для практического использования смесителей часто необходима более высокая развязка сигнального и гетеродинного входов. В БС с квадратурными мостами развязка достаточно мала и не превышает 10 дБ. Это обусловлено не только разбалансом схемы, но и также тем, что при неполном согласовании диодов с волноводом отраженные от них колебания гетеродина направляются в сигнальный вход. Во избежание этого недостатка смесительные диоды подключают ко входам квадратурного моста со сдвигом на Λ/4. На рис.17.10,в показана топологическая схема такого БС.

На рис.17.10,д показана схема БС на мосте Ланге с дополнительным подавлением зеркального канала с помощью селективных цепей, которые реализуют режим холостого хода, на рис.17.10,е – схема с реализацией короткого замыкания на ЗЧ. Коэффициент шума подобных смесителей удается уменьшить до 3,5–2,5 дБ. Применение смесителей с селективными цепями ограничено в виду их узкополосности.

Обобщая вышесказанное, можно выделить следующие достоинства БС перед НБС: 1) благодаря фазовому подавлению шумов гетеродина коэффициент шума k ш снижается на 2 – 5 дБ; 2) вся мощность сигнала гетеродина поступает на диод, поэтому можно использовать гетеродин меньшей мощности; 3) благодаря подавлению в балансной схеме четных гармоник гетеродина уровень побочных сигналов значительно меньший, как следствие – повышается помехоустойчивость и динамический диапазон; 4) повышается электрическая прочность смесителя, так как мощность поступает на 2 диода; 5) при выходе одного диода из строя схема остается работоспособной, однако уровень выходного сигнала при этом падает на ~3дБ, а k ш возрастает на ~5–6дБ; 6) потери принятого сигнала за счет просачивания энергии в цепь гетеродина незначительные благодаря высокой развязке мостовых схем.

17.6. Двойные балансные смесители

Двойные балансные смесители (ДБС) позволяют обеспечить фазовое подавление на частоте ωЗК зеркального канала и восстановление энергии колебаний ЗЧ в ПЧ без использования входного фильтра, что позволяет уменьшить потери и обеспечивает более широкую полосу рабочих частот.

17.7. Кольцевые балансные смесители

Наилучшие электрические параметры обеспечиваются в кольцевых ба-

лансных смесителях (КБС), благодаря использованию диодного моста (ДМ) из четырех диодов и широкополосных дифференциальных трансформаторов. КБС

а – диодный мост; б – обозначение на схемах; в – электрическая схема КС;

г – КС с согласующими трансформаторами; д – эквивалентная схема КС

с согласующими трансформаторами; е – электрическая схема ДКС

более широкополосные, чем ДБС, поскольку в них между парами диодов нет соединительных линий. Колебания сигнала u С (t ) и гетеродина u Г (t ) подводят к

ортогональным диагоналям сбалансированного диодного моста, который имеет вид кольца из изготовленных на одном кристалле четверки диодов с практически одинаковыми параметрами (рис.17.12,а ), поэтому развязка цепей сигнала и гетеродина достигает 25–30 дБ. Благодаря симметрии схемы компенсируются четные гармоники гетеродина и сигнала, в результате чего осуществляется дополнительное подавление нежелательных комбинационных продуктов преобразования и возрастает динамический диапазон смесителя. На рис.17.12,б показано условное обозначение ДМ на электрических схемах.

На рис.17.12,в показана электрическая схема КБС. Принятый сигнал подводится к одной из диагоналей ДМ через согласующий симметрирующий трансформатор TV 1 , напряжение гетеродина подводится к другой диагонали че-

рез TV 2 . Выход ПЧ, на груженный сопротивлением R 0 , шунтируется на СВЧ конденсатором С 1 и подключается к средним точкам 1 и 2 с помощью одинаковых дросселей L 1 –L 4 , сопротивление которых большое на высоких частотах и малое на ПЧ. Р азвязывающие конденсаторы С 2 должны пропускать сигналы СВЧ и препятствовать замыкание токов ПЧ через трансформаторы в случае асимметричности схемы. Напряжение гетеродина со вторичной обмотки TV 2 в положительные полупериоды открывает диоды VD 1 і VD 2 , а в отрицательные – VD 3 и VD 4 , подключая поочередно вывод 4 или 3 вторичной обмотки сигнального трансформатора TV 1 к корпусу 2 через открытые пары диодов и дроссели

L 1 и L 2.

Разность между частотами колебаний сигнала и гетеродина равна ПЧ, причем ω ПЧ << ω С ≈ ω Г , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

напряжениями u С и u Г изменяются медленно в сравнении с периодом их колебаний. Если напряжения u С и u Г синфазны, тогда в положительный полупериод u Г под действием напряжения u С /2 с L 4 в цепях ПЧ течет ток от точки 1 через нагрузку R 0 , точку 2 , дроссели L 1 и L 2 и открытые диоды VD 1 и VD 2 до точки 4 , а в отрицательный полупериод – от точки 1 в том же направлении через R 0 , точку 2 к дросселям L 1 , L 2 и далее через открытые диоды VD 3 , VD 4 до точки 3 . Низкочастотная составляющая такого пульсирующего тока и есть ток ПЧ, НВЧ-составляющие шунтируются конденсатором С 1 . Ток ПЧ максимальный при синфазных u С и u Г , потом при возрастании разности фаз между ними уменьшается, в случае ортогональных u С и u Г ток ПЧ равен нулю, поскольку теперь ток, проходящий через R 0 и C 1 , изменяет направление каждую четверть периода сигнала. Далее ток ПЧ изменяет знак, достигает максимума при проти-

вофазных u С и u Г и т.д.

Эффективное применение КБС в технике СВЧ диапазона возможно лишь при высокой степени симметрии дифференциальных трансформаторов и диодов. При конструировании интегральных схем смесителей дециметрового и более низкочастотных диапазонов применяют так называемые трансформаторы типа «длинной линии» (ТДЛ), в которых используют одну или несколько линий передачи, изготовленных в виде скрученных проводников, или отрезков коаксиальных кабелей. Такие трансформаторы имеют широкую рабочую полосу в высокочастотных диапазонах по сравнению с многовитковыми проводниковыми трансформаторами обычного типа.

Для уменьшения неравномерности АЧХ в области верхних частот длина линии выбирается из соотношения l = Λв /8, де Λв – длина волны в линии передачи на верхней частоте в заданном диапазоне. Нижнюю граничную частоту ТДЛ, которая определяется индуктивностью первичной обмотки трансформатора, можно значительно снизить, используя сердечник с высокой магнитной проницаемостью на низких частотах. Трудности реализации ТДЛ на ферритовых сердечниках с витыми проводниковыми линиями передачи возрастают с повышением рабочих частот из-за увеличения активных потерь в сердечниках и возрастания влияния нерегулярности линий передачи. Поэтому при конструи-

(Из австралийского журнала "AmateurRadio" за апрель 1988 г)
Lloyd Butler, VK5BR

Введение

Стоит только взглянуть на выход смесителя с помощью анализатора спектра, чтобы понять, чтосмеситель является сложным устройством. Ниже будут рассмотрены некоторые принципы смешения и смесительные устройства.

В современной аппаратуре можно обнаружить множество смесительных каскадов. Они известны как устройства, которые, при подаче на них сигналов двух частот, дают дополнительные сигналы, равные по частотам сумме и разности подаваемых на смеситель сигналов. Одна из вновь образованных компонент выделяется настроенным полосовым фильтром (резонансным контуром) и подаётся для обработки далее. Не следует забывать, что остальные компоненты, как входные, так и полученные, также, присутствуют в той или иной степени в выходном сигнале смесителя, они никуда не девались, а просто были уменьшены по амплитуде при селекции. (Следует отметить, что входные сигналы, будучи поданными на нелинейное устройство, каким является смеситель, образуют собственные гармоники, которые тоже взаимодействуют, как между собой, так и с исходными сигналами, подаваемыми на смеситель, получаемые суммарные и разностные сигналы, взаимодействуют как друг с другом, так и с исходными сигналами, их гармониками и комбинационными сигналами, полученными в результате взаимодействия уже вторичных сигналов: каждый сигнал взаимодействует с каждым, давая всё новые и новые частоты, так что на выходе нелинейного смесителя присутствует целый спектр частот с разными амплитудами, задача конструктора заключается в подавлении входных сигналов (балансное смешение по входу), двухбалансные схемы с резонансными элементами на выходе способствуют той или иной степени подавления и нежелательных выходных сигналов смесителя – UA9LAQ).

Все виды встречающихся проблем могут быть заключены в самом процессе смешения и, если Вы занимаетесь конструированием собственной аппаратуры, глубокое изучение процесса смешения Вам не помешает. Ниже делается попытка исследования основных принципов смешения.

Принципы смешения

Если два сигнала с разными частотами подать на линейное устройство (например, идеальный усилитель), то они появятся на его выходе, как ни в чём не бывало, - на своих частотах. Чтобы смешать два сигнала, нам необходимо устройство с “изогнутой” или нелинейной характеристикой, например, такой, как показано на Рис. 1. На диаграмме показан низкоуровневый сигнал f1 с рабочей точкой, установленной для двух положений: Aи B. Отметьте, что выходной уровень fi намного больше в точке В, чем в случае установки в точку А. Теперь взгляните на Рис. 2. На этой диаграмме мы сдвинули рабочую точку, установив её между А и В, вторым высокоуровневым сигналом fo, модулирующим амплитуду сигнала fi. Слово "модулирующий" здесь использовано не в совсем строгом его значении для наглядности, предположим, что сигнал fiявляется несущей, а сигнал fo– модулирующий со звуковой частотой, получаем то, что называется амплитудной модуляцией. Мы наглядно показали, что амплитудная модуляция является таким же процессом, как и смешение, суммарные и разностные компоненты, по отношению к модуляции составляют боковые полосы.

Следующее наблюдение следует сделать относительно уровней сигналов fi и fo. Сигнал fo имеет больший уровень, следовательно, он больше подвержен образованию гармоник частоты fo, генерируемых вследствие нелинейности характеристики смесителя. Сигнал fi сохраняется достаточно на низком уровне и занимает небольшую часть характеристики, которая, в первом приближении, может рассматриваться как прямая, указывая на то, что уровень гармоник сигнала fiбудет небольшим. Это нормальный способ эксплуатации смесителя приёмника, где fi – входной сигнал, а fo - сигнал местного гетеродина. Величина сигнала на входе поддерживается на небольшом уровне, чтобы минимизировать образование гармоник и интермодуляционных продуктов с другими источниками сигнала и гармониками fi, обусловленными кривизной характеристики смесителя. Обэтом в нижеследующих параграфах.

Мультипликация (перемножение)

Вернёмся к обсуждению Рис. 2, процесс смешения есть математически частный случай перемножения. Действующая амплитуда сигнала fi перемножается на действующую амплитуду сигнала fo, отсюда результирующие компоненты называются продуктами. Всё, конечно, выглядит конфузно, поскольку мы знаем, что получаемые на выходе смесителя частоты равны сумме и разности частот подводимых к смесителю сигналов. Но нужно понимать, что перемножаются только действующие амплитуды, а не частоты, а само явление может быть объяснено одним из хорошо известных тригонометрических тождеств:

sin(A) sin (B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

Мы можем выразить действующую амплитуду f1 и foследующим образом:

Ai.sin(2π.fi.t) и Ao.sin(2π.fo.t),

где Aiи Ao- их соответствующие амплитуды и t = время.

Перемножая их с заменой в тождестве (1), мы получаем следующее:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo{cos- cos}

Можно видеть, что две новые функции косинуса (fo + fi) и (fo - fi) сформированы для замены суммарной и разностной частот. Конечно же, косинусоида - та же самая синусоида, но сдвинутая по фазе на 90 градусов.

Продукты смешения

На выходе смесителя присутствуют намного больше компонентов, чем просто суммарная и разностная от входных. Чтобы проиллюстрировать это на спектроанализаторе, соберём простую смесительную схему на германиевом диоде (Рис. 3.) Сигнал fo напряжением 1 Врр подан параллельно диоду, что достаточно, чтобы сдвинуть его рабочую точку по кривой вольт-амперной характеристики диода, а сигнал fi имеет уровень менее 0,1 Врр. Выбор частот в 150 и 200 кГц для fi и fo, соответственно, не имеет какого-либо значения, кроме демонстрационного.

Рис. 3. Простой диодный смеситель

Рис. 4. Частотный спектр простого диодного смесителя
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 0,1 Вpp)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Рис. 4 в трёх частях показывает выход смесителя, когда на него поданы сигналы с частотами или foили fi и когда эти сигналы поданы одновременно для смешения. Отметьте высокий уровень гармоник от сигнала fo, по сравнению с сигналом fi. Гармоника 2foсоставляет величину лишь на 20 дБ меньшую, чем fo, тогда как гармоника 2f1 на 45 дБ ниже f1, а более высокие гармоники fi ещё менее заметны. Отметьте также, что на выходе смесителя, при смешении, образуются не только суммарные и разностные частоты от fi и fo, но и суммарные и разностные продукты от fo. (если быть более строгим, то тоже самое образуется и от частоты fi, но уровень этих продуктов намного ниже и зачастую относится к шуму – UA9LAQ).

Если комбинационные продукты нежелательны, то опасность их и степень подавления зависит от того, насколько близко они расположены к требуемой (суммарной или разностной) частоте, отсюда зависит и полоса пропускания фильтра, следующего за смесителем, с помощью которого будет выделяться сигнал необходимой частоты после смешения. Допустим, что мы собрались использовать выходную суммарную компоненту (fo + fi), тогда ближайшие к ней комбинационные частоты более высоких порядков будут: (fo - fi) и 3(fo - fi). Учитывая, что их уровень невысок, они не составят большой проблемы. На что следует обратить внимание, так это на высокий уровень сигнала с частотой fo, проще: сигнала гетеродина, который на 36 дБ выше комбинационной компоненты (fo + fi) - суммарного сигнала ПЧ, и на 2fo, прилегающую к (fo + fi) и имеющую уровень на 16 дБ выше её.

На Рис. 5 показано, что произойдёт, если мы увеличим уровень сигнала fi до уровня fo. Уровни получаемых суммарной и разностной компонент подрастут, как и уровни других продуктов, плюс (теперь уже с заметным уровнем) появятся суммарные и разностные продукты гармоник частоты fi.

Рис. 5. Простой диодный смеситель
(Напряжения на диоде: fо = 1 Врр, fl = 1 Врр)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Из-за конкретно выбранных частот 200 и 150 кГц, выбранных для foandfi, некоторые гармоники и комбинационные сигналы совпадают по частотам (увеличивая наложением амплитуду этих компонент – UA9LAQ), что очевидно из Рис. 5. (Например, 2foи (4fi - fo) совпадают на частоте 400 кГц). Это проиллюстрировано на Рис. 6, где f1 сдвинута вниз к 115 кГц, обнажая ещё много компонентов, включая (4f1 - fo), которая теперь расположится на частоте 260 кГц.

Рис. 6. Простой диодный смеситель.
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 1 Вpp)
fi изменена на 115 кГц
Ось Y– 10 дБ на деление.

Если взять проблему присутствия сигнала foна выходе смесителя с уровнем 35 дБ выше необходимой комбинационной компоненты, например, суммарной: (fo + fi), то можно применить балансный смеситель и нивелировать эту входную компоненту. Для демонстрации этого блок промышленного двухбалансного смесителя типа СМ1 (Рис. 1) был установлен на испытательный стенд, и на него были поданы сигналы с теми же частотами 200 кГц (fo) и 150 кГц (f1). Полученный спектр показан на Рис. 8. Видно, что теперь уровень обоих сигналов и f1 и fo находится ниже уровня комбинационной суммарной компоненты (fo + fi) на 35 дБ. Балансные смесители рассмотрены ниже.

Рис. 7. Двойной балансный кольцевой смеситель типа CM1.

Рис. 8. Частотный спектр двойного балансного смесителя.

Виды смешения

Смесители можно классифицировать на работающие в непрерывном нелинейном режиме (Рис. 2) и ключевые.

Типичным смесителем первого типа является схема на двухзатворном полевом транзисторе, показанная на Рис. 9. У ПТ – квадратичная характеристика, которая с успехом может быть применена для смешения. Из-за высоких входных импедансов ПТ требуют небольшой входной мощности, отдельные затворы обеспечивают хорошую развязку между двумя смешиваемыми сигналами.

Рис. 9. Смеситель на двухзатворном полевом транзисторе с изолированными затворами в непрерывном нелинейном режиме.

Большинство смесителей на биполярных транзисторах и лампах работают в непрерывном нелинейном режиме. По сравнению с квадратичной характеристикой ПТ, биполярные транзисторы и полупроводниковые диоды имеют экспоненциальные характеристики, а вакуумные лампы подчиняются закону степени 3/2 (Для ясности оставляю предложение из оригинала полностью: By comparison to the square law of the MosFET, the bipolar transistor and the semiconductor diode have an exponential characteristic and the vacuum tube a 3/2 power law. – UA9LAQ).

Квадратичная характеристика ПТ больше приемлема потому, что генерация гармоник, при ней, теоретически, ограничена вторым порядком. Этоможетбытьустановленодругимизвестнымтригонометрическимтождеством:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A и

Sin 2 A = (1/2) (1 + cos(2A))

Отсюда, если возвести в квадрат входную компоненту f, выраженнуюкак Af.sin(2π.f.t), то мы получим:

2 = (1/2)Af 2

У нас получится частота - 2f (вторая гармоника), другие отсутствуют. Это также означает, что в нашем квадратичном смесителе продукты высших порядков ограничены третьим порядком: (2fo+ fi) и (2fi+ fo).

Чтобы сравнить с этим экспоненциальный закон характеристики биполярного транзистора или диода, мы можем продлить экспоненциальную функцию, используя последовательность Тейлора (Taylor series):

e x = 1 + x + x 2 /2! + x 3 /3! + x 4 /4! etc.

Подставим x = sin (2π.f.t) и мы получим следующее:

sin(2π.f.t), sin 2 (2π.f.t), sin 3 (2π.f.t), sin 4 (2π.f.t) , и в действительности, все мощности, равные sin(2π.f.t).

Мы видели, что синусоидальный, возведённый в квадрат, сигнал даёт вторую гармонику, теперь исследуем компоненту синусоидальный сигнала, возведённого в куб (у кубической характеристики – экспоненциальный вид – UA9LAQ). Для этого используем третье тригонометрическое тождество:

sin(3A) = 3sinA - 4sin 2 .3A

Преобразование формы даст:

sin 3 A = (3/4)sinA - (1/4)sin(3A)

Подставляя 2π.f.t = A, получим sin , вытекающее из определения куба синусоиды экспоненциальной функции, что подтверждает генерацию третьей гармоники.

Не вдаваясь в другие математические подробности, мы можем предсказать, что складывается закономерность, в которой каждая прибавляемая мощность sin(2π.f.t) даёт соответствующее приращение порядка гармоник. Приняв это за истину, можно сделать вывод, что экспоненциальная характеристика биполярного транзистора или полупроводникового диода, способствует генерации гармоник всех порядков, в сравнении с квадратичной характеристикой ПТ с изолированным затвором, которая способствует появлению только второй гармоники.

Ключевые смесители

Вторыми в классификации рассмотрим ключевые смесители. Эти смесители работают переключением входного сигнала (f1) из одного состояния в другое (включено-выключено) в течение каждого полупериода управляющего сигнала (fo). Рис. 7 показывает двухбалансный ключевой смеситель, в котором диоды служат переключателями. Диоды попарно открываются, в зависимости от полярности прилагаемого к ним напряжения с частотой fo и это переворачивает каждый раз фазу f1. Процесс переключения проиллюстрирован на Рис. 10 и 11: на первом показан случай, когда частота fi выше, чем fo, на втором - fi ниже fo. Сигнал, fi, в действительности перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo, с соответствующей амплитудой и даёт следующие основные и гармонические компоненты:

(4/π) ----------------(2)

Это означает, что fi перемножается с основной частотой fo и всеми её нечётными гармониками. (Отметьте, что идеальные прямоугольные импульсы не содержат чётных гармоник).

Ситуация упрощается, так как прямоугольные импульсы имеют только два состояния (по амплитуде, и в идеале – UA9LAQ), единица и минус единица (логические уровни – UA9LAQ), так что, чтобы умножить на fi, необходимо перемножить fiи на единицу и на минус единицу, что означает переворот фазы fi, при каждой смене полярности fo.

Смеситель определяется как двухбалансный, поскольку оба входных сигнала сбалансированы (взаимно уничтожены – UA9LAQ) относительно выхода. Подавление уровня входных сигналов предварительно упомянуто и проиллюстрировано на Рис. 8.

Рис. 10.
Двойной балансный смеситель. Коммутация сигнала с частотой f1 сигналом с частотой fo (fi выше fo).

Рис. 11.
Двойной балансный диодный смеситель. Коммутация сигнала с частотой fi сигналом с частотой fo (fiниже fo).

Другим типом диодного ключевого смесителя является однобалансный полукольцевой, показанный на Рис. 12. В этой схеме диоды включаются и выключаются во время противоположных полуволн сигнала (напряжения) частотой fo, как показано на Рис. 13. В этом случае, мы не можем сделать заключение, что сигнал частотой fi (и амплитудой Ai) перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo и с амплитудой в единицу, речь пойдёт о сдвиге по постоянному току с амплитудой в единицу. Однако, перемножаявходныесоставляющие, получимследующийрезультат:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [последовательность прямоугольных импульсов (2)])

Сдвиг по постоянному току заменён единицей и, умножая это на Ai.sin (2π.fi.t), заменяющее сигнал частотой fi, мы и получим сигнал той же частоты fi, отсюда, fi - не сбалансирован относительно выхода этого смесителя. Напротив, сигнал переключения частотой fo - сбалансирован, а отсюда и название смесителя – однобалансный.

Рис. 12. Однобалансный смеситель (полукольцо).

Рис. 13. Однобалансный диодный смеситель.
(fi перемножается переключающим напряжением fo, амплитуда сигнала равна амплитуде переключающего напряжения).

Выход

Степень изоляции входного сигнала в балансном смесителе определяется тщательностью балансировки трансформатора и согласованием диодов. На заре эры полупроводников, некоторые телефонные системы использовали купруксные выпрямители. Современные же сбалансированные смесительные модули, которые подходят и для применения на УКВ и СВЧ, включают в себя быстродействующие диоды, характеризующиеся малым напряжением на них в проводящем состоянии, малым обратным током, малой величиной собственной ёмкости и очень высоким значением максимально применимой частоты.

Диоды всех типов имеют “изогнутую” характеристику включения (начальный участок) и, тем не менее, могут, жёстко управляемые сигналом fo, работать в частично непрерывном нелинейном режиме. В спектре балансного смесителя, показанном на Рис. 8, чётные гармоники fo ясно показывают, что отсутствует идеальное переключение по закону прямоугольных импульсов.

Диодные балансные смесители работают очень хорошо, но обладают скорее потерями преобразования, чем усилением. Они также являются устройствами с низким импедансом и требуют для работы с ними низкого импеданса источника схем “привязанных” к ним. Из-за этих характеристик диодов, часто используются активные смесители на биполярных или полевых транзисторах. Эти смесители имеют усиление при преобразовании и могут работать со схемами “обвязки”, имеющими более высокий импеданс.

Схема активного балансного смесителя, построенного автором для использования в трансивере, показана на Рис. 14. В этом случае, SSB сигнал смешивался с несущей, имеющей частоту 21 МГц для получения ПЧ в 17 МГц (преобразование вверх). Спектр этого смесителя показан на Рис. 15. Этот смеситель работает в непрерывном нелинейном режиме, сигнал fo заставляет напряжение на затворах изменять ток стока в большой части характеристики зависимости тока стока от напряжения на затворе. Точный баланс усилений транзисторов достигается дифференциальной регулировкой (подстройкой) токов стоков потенциометром, регулирующим смещение в цепи истоков.

Рис. 14. Балансный смеситель на ПТ.
T1 -10 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97120, μ = 2300
T2 - 8 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97160, μ = 120

Рис. 15.
Спектральный анализ балансного смесителя на ПТ.

Активные балансные смесители могут работать также в ключевом режиме, в который их можно перевести увеличением уровня сигнала fo до точки, где выходной ток переключается между двумя уровнями: нулевым (выключено) и током насыщения (включено). В каком режиме работать смесителю определяется уровнем напряжения foи в некоторой степени установкой начального смещения входа.

Смешение при преобразовании вверх и вниз

Вы можете задать вопрос: где преимущественно применяется балансный смеситель по отношению к небалансному? Один ответ на вопрос лежит в том, насколько сложно удалить опорную частоту настройкой или фильтрованием. В случае, показанном на Рис. 14, несущая с частотой 21 МГц расположена достаточно близко к выбранной компоненте - частоте ПЧ 17 МГц, и выбрана балансная схема, так как, в противном случае, возникает опасность появления остаточного (опасного) уровня сигнала опорной частоты (частоты гетеродина) в выходном сигнале (ПЧ).

Такое же частотное преобразование, наоборот, требуется, когда 17 МГц преобразуется в ПЧ 4 МГц с использованием напряжения гетеродина той же частоты 21 МГц. В этом случае, однако, частота 21 МГц отстоит далеко от ПЧ 4 МГц и может быть легко отфильтрована, а в качестве смесителя можно использовать обычную схему смесителя на двухзатворном ПТ, показанную на Рис. 9.

Следует сделать особое ударение на том, что балансный смеситель желателен во всех случаях с преобразованием вверх, как это обычно делается в SSB передатчиках, преобразование вниз, которое встречается большей частью в приёмниках, менее критично к этому требованию. Другим примером применения балансного смесителя является амплитудный модулятор, который даёт на выходе двухполосный сигнал с подавленной несущей. Сигнал f1 является здесь звуковым (от микрофонного усилителя), а сигнал несущей (опорной частоты) fo балансируется (подавляется). В этом случае, смеситель обычно называется балансным модулятором. Вспомните, мы уже упоминали ранее, что смешение и амплитудная модуляция являются одним и тем же процессом. Балансный модулятор является первым каскадом в SSB – передатчике, где получаются две боковые полосы сигнала, одна из которых позднее удаляется избирательным фильтром.

Продукты интермодуляции

Поскольку наше смесительное устройство работает в нелинейном режиме для выполнения функции смесителя, то оно генерирует и интермодуляционные продукты от нежелательных сигналов, попадающих на его вход. Продукты могут возникать как результат смешения нашего сигнала fi (который мы теперь будем называть f1) с другим сигналом f2 или в результате смешения совершенно разных сигналов f2 и f3. Наиболее “беспокоящими” являются для нас, так называемые, продукты третьего порядка (2f1-f2) или (2f2 - f1). Они наиболее опасны потому, что являются ближайшими по частоте продуктами интермодуляции к f1.

Примем частоту требуемого сигнала f1 равной 14,200 МГц, а другой сигнал f2 имеет частоту 14,300 МГц. В этом случае, продукты третьего порядка будут иметь частоты 14,100 и 14,400 МГц. Предположим также, что имеется и третий сигнал С на частоте 14,400 МГц и вычислим продукты интермодуляции третьего порядка от f2 и f3, т. е., (2f2 - f3) и (2f3 - f2). Из этого мы получим 14,200 и 14,500 МГц, первое значение совпадает с частотой необходимого принимаемого сигнала f1, что явится причиной помехи.

Интерференционные помехи могут составлять серьёзную проблему и поэтому одним из параметров смесителя является уровень его продуктов третьего порядка на выходе относительно уровня необходимой суммарной или разностной компоненты.

Точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка

Выше было упомянуто, что для уменьшения уровня интермодуляционных составляющих, необходимо иметь входной сигнал fiна низком уровне. Исследуем это утверждение:

Предположим, что мы подвели два синусоидальных сигнала с одинаковой амплитудой ко входу нелинейного устройства. Заметим уровни и увеличим их в 3,16 раза (или на 10 дБ). Из-за нелинейности увеличение на выходе будет не таким, как на входе, однако, выходной спектр может быть пересчитан в компоненты, состоящие из двух основных частот f1 andf2, и другие компоненты, которые можно анализировать отдельно. Сигналы основных частот должны возрастать линейно, иначе, они не будут основными, отсюда их выходные напряжения должны возрастать на строго предложенную относительно входа величину (т. е., 3.16). Другие компоненты будут описаны иными уравнениями.

Ранее мы обращались к тригонометрическому тождеству: cos(2A) - 1/2(sin**2A) и показывали, что компоненты второй гармоники ассоциируются с функцией квадрата синусоиды, отсюда мы можем сделать вывод, что компоненты второй гармоники 2f1 и 2f2 следуют функции квадрата входного уровня. Конечно же, в нашем случае, нам более интересен уровень продуктов третьего порядка, результаты перемножения 2f2 на f1 и 2f1 на f2. При fiи f2, одинаковых по амплитуде, результат будет таковым, что продукты третьего порядка (2f2 - f1) и (2f1 - f2) будут следовать кубической зависимости относительно входных уровней. Если свести наше изменение в 3,16 раза в таблицу в децибельном виде, то мы получим следующее:

Изменение входного уровня - 20 LOG 3.16 - 10 dB

Изменение выходного уровня основных частот - 20 log 3.16 = 10 dB

Изменение выходного уровня продуктов третьего порядка = 20 log 3.16**3 = 30 dB

(Знаки привожу как в оригинале – UA9LAQ).

Поскольку интермодуляционные продукты возрастают по кубическому закону изменения входных уровней, в противоположность линейному для основных сигналов, то чем выше уровень входных сигналов, тем больше будет соотношение между уровнем продуктов интермодуляции и основных сигналов. Теоретически существует точка, где уровень продуктов интермодуляции сравняется с выходным уровнем основных сигналов. Эта точка называется точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и часто приводится в характеристиках на смесители.

Чтобы измерить эту точку, соберём стенд, показанный на Рис. 16. Два калиброванных сигнал-генератора с одинаковым уровнем сигнала подключены ко входам смесителя, на вход смесителя подключен калиброванный спектроанализатор. Поскольку устройство – смеситель, то и основные и продукты третьего порядка сдвинуты по частоте на значение (частоту гетеродина). В случае, на Рис. 16, действующие выходные компоненты: необходимый сигнал ПЧ (fo - f1) и компоненты третьего порядка и

Рис. 16.
Испытательный стенд для исследования смесителей.

Рис. 17. Характеристика работы смесителя на 3N140. Показана точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка.
DR = динамический диапазон по уровню неразличимых продуктов интермодуляции.

На Рис. 17 показаны кривые смесителя на 3N140, вытекающие из исследования с Рис. 16. Чтобы выполнить его, пришлось входные уровни установить таковыми, что продукты интермодуляции третьего порядка сравнялись с уровнем шумов. Анализатор спектра использовался для того, чтобы отделить различные компоненты визуально друг от друга и измерить их уровни. Всё что нужно учесть, так это уровни входных и выходных необходимых сигналов и уровень интермодуляционных продуктов. Довольно просто продолжить кривые, основанные на линейной и кубической зависимости (до пересечения). В децибельной форме формируется две линии с разным наклоном. Нужный сигнал возрастает на выходе на 10 дБ, при увеличении входного на 10 дБ. Интермодуляционные продукты (IMD) третьего порядка возрастают на 30 дБ при увеличении на 10 дБ по входу. Для подтверждения результатов исследования можно несколько раз повторить опыт с различными уровнями сигналов.

В некоторой точке линии сойдутся, обозначая точку пересечения по интермодуляции третьего порядка. Следует особо отметить, что эта точка – теоретическая и никогда не может быть достигнута на практике, поскольку смеситель войдёт в режим компрессии сигнала раньше, чем эта точка будет достигнута. Определение этой точки полезно, поскольку обе характеристики и линейная и кубическая могут быть восстановлены с помощью соответствующих закономерностей: линейной и кубической зависимости.

Уровень шума и динамический диапазон

Используя аппаратуру с Рис. 16, можно установить другой важный параметр смесителя, - уровень шумового порога на его выходе. Как было упомянуто выше, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше уровень продуктов интермодуляции. Однако, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше и соотношение сигнал/шум. (Вот те “ножницы”, которые ограничивают динамический диапазон смесителя: снизу - шум, сверху – интермодуляция – UA9LAQ).

На Рис. 17 уровень шума обозначен как 0 дБ на выходе и эта информация, вместе с уровнями сигнала и интермодуляционных продуктов, переведена в другую форму, представленную наРис. 18. Здесь мы показываем отношение сигнал/шум, как функцию от уровня входного сигнала на одной кривой, а отношение уровня сигнала к уровню продуктов интермодуляции как функцию входного сигнала – на другой. Отметьте, что здесь имеется оптимальный уровень, там, где пересекаются кривые, и, где уровень выходного сигнала на 50 дБ выше как уровня шумов, так и продуктов интермодуляции.

Рис. 18. Смеситель на 3N140.
Сравнение сигнал/шум и сигнал/продукты интермодуляции.

Для уровней сигналов ниже точки пересечения IMD продукты находятся ниже шумового порога. Это показано также пунктирной линией на Рис. 17.Длина этой линии является также динамическим диапазоном (DR) смесителя, при котором мы не обнаруживаем продуктов интермодуляции. Отметьте, что эта цифра составляет 50 дБ и две трети разности между точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и шумовым порогом (75 дБ). По линейному и кубическому законам двух кривых, соответственно, динамический диапазон (в дБ) может быть всегда определён как 2/3 между точкой пересечения и порогом шума.

Высокий динамический диапазон бесспорно важен, когда смеситель используется в супергетеродинном приёмнике, который имеет дело с большим разбросом уровней входных сигналов. Для удовлетворительной работы, самый малый сигнал должен быть усилен РЧ усилителем до уровня, превышающего уровень шума смесителя, но не слишком сильно, чтобы избежать появления продуктов интермодуляции под действием сильных сигналов. При этом, максимальный уровень нежелательных сигналов также должен находиться в пределах динамического диапазона приёмника. Если это не так, - ждите появления интермодуляционных продуктов. Для больших уровней сигналов необходимо обеспечить меньшее усиление сигналов в УРЧ, применить регулировку усиления по РЧ (или (и) обеспечить приёмник аттенюатором на входе – UA9LAQ).

Другим фактором, который следует упомянуть, является также тот, что уровень шума зависит от полосы пропускания: пропорционален ей, отсюда: уровень шумового порога и динамический диапазон являются также функциями полосы пропускания системы. Относительно Рис. 17 и 18, измерения были выполнены на базе ЧМ полосы пропускания равной 15 кГц. Если бы полоса пропускания была 3 кГц – SSB, то уровень шумового порога был бы на 7 дБ ниже, а динамический диапазон на столько же бы подрос.

Итоги

Смесители можно классифицировать следующим образом:

1. Работающие в непрерывном нелинейном режиме, или работающие в ключевом режиме.

2. Несбалансированные или сбалансированные, в которых один или оба входных сигнала сбалансированы относительно выхода (подавлены и не присутствуют на выходе смесителя – UA9LAQ).

3. Смесители, которые имеют усиление при преобразовании и смесители, которые имеют при преобразовании потери.

Смесители, обычно, работают при смещении рабочей точки путём опорного сигнала fo по всему нелинейному участку характеристики смесителя, при низком уровне входного сигнала f1, достаточном, чтобы, с одной стороны, обеспечить низкий уровень шума, с другой – минимизировать продукты интермодуляции.

Уровень продуктов смешения третьего порядка возрастает в пропорции к кубу уровня входного сигнала (и выходного). Работу смесителя как функцию уровня входного сигнала можно определить точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и уровнем шумового порога.

То, что представлено в настоящей статье, является исследованием работы смесителей и изложением некоторых идей по поводу, как нужно их эксплуатировать. Дальнейшую информацию по практическому применению этих устройств можно найти в справочниках, например, публикуемых ARRL (AmericanRadioRelayLeague).

Свободный перевод с английского с разрешения автора: Виктор Беседин (UA9LAQ) [email protected] г. Тюмень март, 2005 г

Приемники и трансиверы прямого преобразования благодаря своей простоте, высокой чувствительности и селективности, хорошей надежности пользуются популярностью у радиолюбителей. Но далеко не всегда в аппарате, даже выполненном по хорошо отработанной схеме, реализуются заложенные в него изначально возможности и параметры.

В результате многолетней эксплуатации автором статьи этой группы связной аппаратуры выяснилось, что низкочастотные узлы (в основном усилители НЧ) сохраняют работоспособность при снижении напряжения питания до 2...6 В (при номинальном 9...12 В). При этом у них, как правило, уменьшается коэффициент усиления.

Основная причина неудовлетворительной работы приемников и трансиверов прямого преобразования - неоптимальный режим работы смесителя. Высокие параметры достигаются только при тщательном подборе гетеродинного высокочастотного напряжения на диодах смесителя. Оно должно быть в пределах 0,6...0,75 В на кремниевых диодах и 0,15...0,25 - на германиевых. При меньших напряжениях гетеродина уменьшается коэффициент передачи смесителя. Уменьшается он и при больших напряжениях, так как диоды оказываются открытыми почти все время. При этом возрастают шумы смесителя.

Стабильность частоты и амплитуды напряжения, подаваемого на смеситель с гетеродина (особенно на ВЧ любительских диапазонах), во многом зависит от стабильности питающего напряжения.

Практически во всех схемах, приводимых в литературе, отсутствует цепь регулировки гетеродинного напряжения на диодах смесителя. Рекомендуется подбирать конденсатор связи гетеродина со смесителем или изменять число витков катушки связи. Но этот процесс весьма трудоемкий и к тому же не дающий уверенности в том, что настройка аппарата произведена должным образом.

Недостаток этого способа еще и в том, что в процессе налаживания надо выключать приемник (трансивер) и перепаивать конденсатор или перематывать катушку. Но за это время любительская станция, по громкости приема которой ведется настройка, часто перестает работать, и поэтому нельзя узнать, растет или падает чувствительность налаживаемого аппарата. Целесообразнее проводить настройку по сигналам "слабой" станции во время стабильного прохождения радиоволн, т.е. когда не наблюдается заметных колебаний уровня принимаемого сигнала.

Из-за отсутствия необходимых измерительных приборов приемники и трансиверы прямого преобразования часто настраивают "на слух", что не лучшим образом отражается на их параметрах.

Puc.1

На рис. 1 показана схема вольтметра-пробника, доработанного в соответствии с рекомендациями, приведенными в . Он позволяет довольно точно измерить напряжение гетеродина непосредственно на диодах смесителя.

Рассмотрим простые способы настройки и доработки приемников и трансиверов прямого преобразования, которые позволяют устранить указанные выше конструктивные недостатки.

Puc.2

Прежде всего, при доработке следует ввести цепь стабилизации напряжения питания гетеродина. Схема стабилизатора показана на рис. 2. Стабилитрон VD1 выбирают с напряжением стабилизации в 1,5...2 раза меньше номинального напряжения питания приемника (трансивера). Резистором R 1 устанавливают оптимальный ток через стабилитрон. Сопротивление резистора R1 должно быть таким, чтобы ток стабилизации стабилитрона VD1 не превышал максимально допустимого значения. Конденсатор С1 уменьшает "просачивание" шумов стабилитрона, в результате чего снижается шумовая модуляция напряжения гетеродина, уменьшается общий шум приемника.

Изменять ВЧ напряжение на диодах смесителя удобно подстроечным безындукционным резистором, включенным параллельно или последовательно с катушкой связи (R1 соответственно на рис. 3 и 4).

В последнем случае можно использовать как трансформаторную (рис. 4,а) связь гетеродина со смесителем, так и автотрансформаторную (рис. 4,6). При более точной настройке напряжения гетеродина (например, при приеме сигналов слабослышимых станций "на слух") ВЧ вольтметр отключают.

Необходимо отметить, если применяются приведенные доработки, число витков катушек связи следует несколько увеличить, так как введение подстроечного резистора уменьшает выходное напряжение гетеродина. Особенно это относится к варианту, схема которого приведена на рис.3. В совокупности число витков катушки связи, сопротивление резистора R1 и емкость конденсатора С2 должны быть такими, чтобы напряжение на кремниевых диодах смесителя можно было регулировать в пределах от 0 до 1,2...2 В, на германиевых - от 0 до 0,5... 1 В. В этом случае оптимальное напряжение достигается приблизительно при среднем положении движка резистора R1.

Регулировать выходное напряжение гетеродина можно, изменяя напряжение питания, как это, например, сделано в [З]. Однако это подходит только на частотах до 3...4 МГц. На более высоких (выше 7 МГц) такая регулировка может привести к значительному уходу частоты гетеродина.

На рис. 5 приведена схема гетеродина с буферным узлом, в который введена цепь регулировки выходного напряжения. При повторении следует учесть, что эмиттерный повторитель не дает усиления по напряжению, и поэтому высокочастотное напряжение на катушке связи должно быть в два раза больше. чем требуется для нормальной работы смесителя.

В радиолюбительской практике наиболее широко используются диодные балансные смесители. Их основные достоинства - простота конструкции и настройки, отсутствие переключения по высокой частоте при переходе с приема на передачу. Балансные смесители на полевых и биполярных транзисторах применяются значительно реже.

В простых балансных смесителях на диодах напряжение гетеродина и некоторые побочные продукты преобразования на выходе могут подавляться на 35 дБ и более. Но такие результаты достигаются лишь в одном направлении: в том, в котором смеситель сбалансирован. В авторской конструкции трансивера смеситель сбалансирован лишь в сторону усилителя мощности. Если используется двойной балансный смеситель , уменьшатся шумы, возрастет чувствительность, улучшится помехозащищенность.

Двойные балансные смесители сбалансированы по обоим входам (выходам). Они подавляют не только колебания гетеродина, но и преобразуемый сигнал, оставляя лишь продукты их смешения и обеспечивая тем самым чистоту спектра. Применение таких смесителей позволяет снизить требования к подчистному фильтру, включенному на выходе смесителя, и даже отказаться от него вовсе, присоединив выход смесителя непосредственно к усилителю ПЧ, на выходе которого должен находиться фильтр основной селекции (например, ЭМФ или кварцевый фильтр). На двойной смеситель можно подавать значительно больший по уровню сигнал при приеме, поскольку он резко ослабляет эффект прямого детектирования сигнала или помехи, т.е. не происходит детектирования без участии колебаний гетеродина, как это бывает в обычном амплитудном детекторе.

Наиболее часто в радиолюбительских конструкциях применяется двойной балансный смеситель, схема которого изображена на рис. 6. Его еще называют кольцевым, так как диоды в нем включены но кольцу.

При работе на низкочастотных диапазонах высокочастотные трансформаторы наматывают, как правило, на ферритовые кольца типоразмера К7х4х2 с магнитной проницаемостью 600...1000 тремя скрученными (3-4 скрутки на 1 см длины) между собой проводами ПЭЛШО 0,2. Приблизительно делают около 25 витков (до полного заполнения кольца). При установке трансформатора его обмотки фазируют согласно рис. 6 и 7.

Существуют два основных варианта включения двойного балансного смесителя в трансивер. В первом сигнал проходит как при приеме, так и при передаче в одном направлении от входа к выходу смесителей. Так, например, сделано в широкоизвестных трансиверах "Радио-76" и "Радио-76М2" . Многочисленные эксперименты, проведенные автором, выявили, что при гетеродинном напряжении, меньшем оптимального, значительно ухудшается чувствительность в режиме приема, а при большем - существенно уменьшается подавление несущей в режиме передачи (чувствительность при этом также падает, но это менее заметно на слух, чем в предыдущем случае). Качественная зависимость основных параметров трансиверов от уровня напряжения гетеродина, поступающего на смеситель, приведена на рис. 8 (кривая 1 - чувствительность при приеме, определяемая на слух, 2 -чувствительность, измеренная приборами, 3 - подавление несущей при передаче).

Во втором варианте сигнал в режиме приема подается на вход балансного смесителя, а при передаче - на выход. При таком включении используется принцип обратимости смесителя. Так построен ВЧ тракт трансивера, описанного в . Налаживание смесителя и в этом случае сводится к установке оптимального гетеродинного напряжения и его тщательной балансировке. Следует особо отметить, что операция налаживания не зависит от принципа построения ВЧ тракта трансивера.

В первую очередь нужно настроить смесители. Предварительно движки балансировочных резисторов в них устанавливают в среднее положение. Далее к антенному гнезду трансивера подключают ГСС и постепенно увеличивают гетеродинное напряжение на смесителях. Сигнал с ГСС подают с уровнем, превышающим чувствительность приемного тракта в несколько раз. Необходимо добиться приема сигнала. Вели генератора нет, операцию выполняют на слух, принимая сигнал радиолюбительской SSB радиостанции или генератора шума на маломощном стабилитроне.

Затем поочередно настраивают каждый из смесителей. Вначале подбирают оптимальное гетеродинное напряжение. Для этого его постепенно увеличивают и оценивают на слух: растет ли громкость приема сигнала ГСС, радиостанции или генератора шума. Как было замечено автором, по мере увеличения гетеродинного напряжения, подаваемого на смеситель, громкость приема на слух сначала растет, достигая максимума, а затем практически не меняется (рис. 8, кривая 1). Гетеродинное же напряжение следует установить таким, чтобы при небольшом его уменьшении громкость приема падала, а при его небольшом увеличении не возрастала. Практически это реализуется перемещением в небольших пределах движка резистора, управляющего уровнем выходного напряжения гетеродина. Если такой возможности в трансивере нет, то аппарат следует доработать.

Как правило, на выходе того или иного гетеродина включен эмиттерный повторитель. В этом случае доработка оказывается весьма простой: постоянный резистор в эмиттерной цепи транзистора заменяют безындукционным подстроечным резистором того же номинала, что и постоянный.

После оптимизации гетеродинного напряжения нужно еще раз более тщательно сбалансировать смесители. К входу или выходу (в зависимости от построения трансивера) подключают ВЧ милливольтметр или осциллограф и, перемещая движок резистора R1, а затем подстраивая конденсаторы С1 и С2 (см. рис. 7), добиваются минимума показаний. Если используются приборы с высоким входным сопротивлением, то к входу и выходу смесителя следует подключить близкие по сопротивлению (в пределах 50... 100 Ом) резисторы.

Предпочтение следует отдавать балансировке в сторону выхода передающего тракта. Различие в сбалансированности входа и выхода смесителя должно быть небольшим (единицы децибелл). Если же оно достигает 10 дБ и более, то это, как правило, следствие того, что гетеродинное напряжение, поданное на смеситель, значительно больше оптимального.

Для проверки и балансировки смесителей автором созданы простые приборы. На рис. 9, а показана схема усилителя ВЧ, к входу которого подключают смеситель, а к выходу подключают для грубой настройки высокочастотный вольтметр (рис. 9, б), для точной - ВЧ пробник (рис. 9, в). При этом устанавливать дополнительные резисторы сопротивлением 50... 100 Ом в смеситель не нужно.

Окончательно смесители настраивают после их установки в трансивер (его переводят в режим передачи). Предварительно аппарат должен быть налажен в режиме приема. Чтобы шумы микрофона не мешали при балансировке, вход микрофонного усилителя замыкают накоротко. Первым балансируют самый низкочастотный смеситель, а затем остальные по порядку прохождения через них сигнала в режиме передачи, добиваясь минимума показаний ВЧ на эквиваленте нагрузки (рис. 10), подключенному к усилителю мощности трансивера. После этого корректируют настройку остальных узлов. Эту процедуру целесообразно повторить два-три раза.

Владислав Артеменко (UT5UDJ) г. Киев. Украина

ЛИТЕРАТУРА

1. Поляков В.Т. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. - М.: Патриот, 1990, с. 264.
2. Степанов Б. Измерение малых ВЧ напряжений. - Радио, 1980, N 7, с. 55-56.
3. Артеменко В. Простой SSB-мини-трансивер на 160 м. - Радиолюбитель, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. Артеменко В.А. Простой трансивер с ЭМФ. - РадioАматор, 1995, N 2, с. 7-10.
5. Бунин С.Г., Яйленко Л.П. Справочник любителя- коротковолновика. - К.: Технiка, 1984, с. 264.
6. Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер "Радио-76". - Радио, 1976, N 6, с. 17-19, N 7, с. 19-22.
7. Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер "Ра-дио-76М2". - Радио, 1983, N 11, с. 21- 23, N 12, с. 16-18.
8. Васильев В. Обратимый тракт в трансивере. - Радио, N 10, с.20,21.